回复了主题帖： 电源设计的一点感悟

开关电源的稳定性与驱动电阻有很大关系，如果驱动电路有振荡产生，输出电压就稳定不好。干扰也很大的。

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这也是为何作为电压型驱动的开关元器件却需要有栅极驱动电阻的原因，有电阻才会形成电流。 按楼主说法是有栅极电阻才有驱动电流，按此说法就是栅极电阻是越小就是电流越大了 。 而实际上栅极电阻是大些，起到限制驱动电流太大了，防止驱动电路振荡。 论坛的视频教程有相关的视频。  

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电路图是软件画的，元件三个脚标号123应该是GDS，而用手写的呢2是S，3是D了。相互矛盾了。 我们的电路板有用PMOS管作电源开关，是S极接正电源，D极接负载了。

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电源防反接电路中是P MOSFET管，常通是正常接线，负极低电位接到PMOSFET的G极上，管子导通了，接反了，G极是高电压，管子就截止了，起到防止电源反接的作用了。

回复了主题帖： 反激电源的输入端高压电容问题

振动台的励磁电压，原来是用变压器将三相电压变成约200V左右，三相整流后电压是在280V左右， 近年份的新振动台，励磁直流电压测量是550V，空载时，应该就是380V直接三相桥式整流了，    

回复了主题帖： ＡＴＸ电源的控制电路讲解（TL494及LM339集成电路）

仪表上做隔离电源用，小功率的。

加入了学习《单片机原理及应用 哈工大》，观看 1

加入了学习《HVI系列 - 熟练掌握高压 MOSFET/IGBT 栅极驱动设计》，观看 熟练掌握高压 MOSFET/IGBT 栅极驱动设计

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讲解的很详细。不错。学习了。

回复了主题帖： 从零开始做数控开关电源【附图，制作过程，PCB图，源代码】

能完整做出来 ，真心不错了，NB

回复了主题帖： 【新年花灯秀】彩色PCB雪花灯

用单片机的开发板输出流水灯的控制电压信号 ，接入到PLC的输出端，利用PLC的强大负载能力 进行一个电压电流的转换，就可以接入多雪花灯了。

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提一个低级别的意见，用51单片机开发板的八个流水灯程序，把八个输出线接出来，用来控制你的八个雪花灯。  

回复了主题帖： 请教一个循环流水灯的设计

我是刚学习单片机，单片机控制流水灯的原理就是利用单片机的输出端口的高低电压变化来进行控制了。 我在单片机开发板上运行流水灯程序时进行控制端口电压测量，当端口的输出电压是5V高电平时，对应的高灯亮，端口电平成0时灯灭了。 因此控制流水灯的变化方式就是控制单片机输出端口的电压变化方式了。  

回复了主题帖： 电源模块发热的原因和改进措施

在MOSFET开关过程中，V-I交叠区的能量损耗（即开关损耗）是高频电源设计的关键痛点。以下从器件物理、驱动设计和拓扑优化三个维度提出系统性解决方案： 一、器件物理层面优化 体二极管特性改进 选择Qrr（反向恢复电荷）<50nC的MOSFET（如英飞凌OptiMOS 6系列） 采用分离栅结构（Split-Gate）技术，缩短体二极管反向恢复时间至<20ns 寄生参数控制 优先选择Coss(tr)（转折点电容）<100pF的器件（如GaN HEMT的Coss仅为Si MOSFET的1/5） 优化封装结构：采用DSO-8封装替代TO-220，源极电感L_s降低至<2nH 二、驱动电路精调技术 动态栅极驱动 实施可变栅极电阻（轻载时Rg=10Ω，重载时Rg=2Ω） 采用双极性驱动电压（开通+12V/关断-5V），缩短关断延迟时间30% 时序精确控制 引入传播延迟补偿电路（±5ns精度） 应用有源米勒钳位（Active Miller Clamp），将dv/dt限制在50V/ns以内 三、拓扑级创新方案 谐振软开关技术 搭建LLC谐振腔（Lr=15μH, Cr=22nF），实现ZVS工作范围扩展至10%-100%负载 采用移相全桥拓扑，利用变压器漏感实现自然换流 多电平调制策略 应用3电平NPC拓扑，将开关管承受电压降为母线电压的1/2 采用门极电荷回收电路（Gate Charge Recovery），回收60%的驱动能量 四、工程实践关键参数 死区时间优化公式： t_dead = (Qgd × Rg)/(Vdrv - Vth) + 3√(L_s × Coss) 建议控制在15-30ns区间 开关速度平衡方程： dv/dt = Ig/(Cgd + Cgs) ≤ 器件规格的80% 典型值建议维持在30-50V/ns 五、实测效果对比 改进措施 开关损耗降幅 典型应用场景 GaN+ZVS 85% 1MHz服务器电源 SiC+移相全桥 72% 车载OBC 动态栅极驱动 40% 工业变频器 多电平调制 55% 光伏逆变器 六、失效模式规避 避免栅极振荡：在驱动环路串联铁氧体磁珠（100MHz@600Ω） 防止直通电流：采用传播延迟匹配技术（门极信号偏差<5ns） 抑制电压尖峰：在漏极添加RC缓冲电路（R=10Ω, C=1nF） 通过上述综合方案，可将典型600V/20A MOSFET的开关损耗从单次开关的30μJ降至5μJ以下，同时保持EMI在CISPR32 Class B限值内。实际应用中需结合示波器进行双脉冲测试（DPT）验证，重点关注Vds/Id交叉区域面积和开关轨迹斜率。

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用户问的是如何减小MOSFET开关过程中的V-I交叠区能量损耗。首先，我需要回忆一下MOSFET的工作原理。当MOSFET开关时，电压和电流会有重叠的时间段，这时候产生的损耗就是开关损耗的主要部分。这部分损耗是因为在开关的瞬间，电压和电流同时存在，导致功率损耗。   用户可能是在设计电源模块时遇到了发热问题，特别是高频开关的情况下，这个问题会更严重。他们可能已经知道这是开关损耗导致的，但需要具体的解决方法。他们可能是一位电源工程师或者电子工程师，负责优化电源设计，提高效率，减少温升。   接下来，我需要考虑减小V-I交叠损耗的方法。首先想到的是软开关技术，比如零电压开关（ZVS）和零电流开关（ZCS），这些技术可以在开关过程中减少电压和电流的重叠，从而降低损耗。另外，驱动电路的设计也很重要，比如调整栅极电阻，优化驱动电压，以及使用有源钳位或米勒钳位来减少开关时间。   然后，器件选型也是一个关键因素。选择开关速度更快、寄生电容更小的MOSFET，比如GaN或SiC器件，可以显著降低开关损耗。同时，优化电路拓扑结构，比如采用LLC谐振拓扑，也能有效减少开关损耗。   热设计方面，虽然用户的问题是关于减小损耗，但良好的散热设计可以辅助降低整体温升，可能也是他们关心的点。不过用户的问题更侧重于如何从源头减少损耗，所以可能需要更深入的技术细节。   另外，用户可能对具体的参数调整感兴趣，比如栅极电阻的选择、驱动电压的优化，以及如何在实际电路中实施这些措施。他们可能需要具体的步骤或公式来计算如何调整这些参数以达到最佳效果。   还需要考虑不同应用场景下的适用性，比如高频应用和低频应用可能需要不同的策略。用户可能是在高频电源设计中遇到问题，所以需要针对高频的解决方案，如软开关技术和高频器件选型。   最后，我需要确保回答全面，涵盖主要方法，并给出实际应用中的注意事项，比如寄生电感的影响、PCB布局的优化等。这些细节对于实际工程实施非常重要，用户可能在设计过程中遇到这些实际问题。

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电源模块发热是常见问题，其根源通常与电能转换过程中的损耗有关。 以下是系统性分析及解决方案： 一、发热机理与原因分析 转换损耗（核心因素） 开关损耗：MOSFET开关过程中V-I交叠区能量损耗（尤其硬开关拓扑） 传导损耗：Rds(on)/Vf与电流平方的乘积损耗 磁芯损耗： 高频下磁滞损耗与涡流损耗呈指数增长 热设计缺陷 热阻网络设计不合理（结-壳-散热器-环境热阻链） 热耦合效应：多热源未做隔离布局 界面材料选择不当（导热硅脂厚度>50μm时热阻显著上升） 工作条件异常 断续导通模式(DCM)与连续模式(CCM)的转换边界失配 负载瞬态响应导致的峰值电流超标 输入电压偏离设计裕度（如12V系统工作在8V时占空比增大）

回复了主题帖： #源来如此#在明确DCDC型号、输出电流最大电流下，电感如何选型？

百度是不行了，全部变成广告和收费了。 用DEEPSEEK能找到参考资料，有很大的参考价值，还是需要自己去判断和选择。

回复了主题帖： 开关电源降压拓扑中的自举电容选择方法

在Buck转换器中，自举电路是驱动高侧N-MOSFET的关键部分。以下是对自举电容的深入分析及选型要点： 1. 自举电路的作用 核心功能：为高侧N-MOSFET提供高于输入电压（Vin）的栅极驱动电压，确保其完全导通。 工作原理：当低侧MOS导通时，SW节点接地，自举电容通过VCC充电至驱动电压（如12V）；当高侧MOS导通时，电容电压叠加到SW节点上，使栅极电压高于源极（Vin）。 2. 自举电容容值选择 关键公式：                      C≥ ΔV Q g ​ ​ 其中：  Q g ​ ：MOSFET栅极电荷（见器件手册）。  ΔV：电容允许的电压降（通常为驱动电压的5%~10%，如12V驱动时取0.6~1.2V）。 取值示例： 若  Q g ​ =30nC，  ΔV=1V，则  C≥30nF，建议选用47nF~100nF。 容值影响： 过小：电压降过大，导致MOSFET导通不完全（损耗增加、发热）。 过大：充电时间延长，可能限制开关频率，且占用PCB空间。 3. 耐压要求 耐压计算： 自举电容两端电压最高为驱动电压（如12V），但需考虑瞬态尖峰和温度影响。建议选择耐压值为驱动电压的1.5~2倍（如12V驱动选25V电容）。 电容类型： 优先选用低ESR陶瓷电容（如X7R/X5R），确保快速充放电和高频性能。 4. 串联电阻的作用 主要目的：限制充电电流峰值，防止驱动芯片过流；抑制高频噪声。 阻值选择： 典型值1~10Ω。需平衡充电速度与电流限制： 阻值过大会延长充电时间（尤其在高压/高频场景）。 阻值过小可能导致驱动芯片过载。 5. 其他设计要点 温度稳定性：陶瓷电容容值会随温度变化（X7R优于Y5V），需留足余量。 布局要求：自举电容应尽量靠近驱动芯片和MOSFET，减少寄生电感。 启动时序：首次充电可能需要更长时间，确保电路设计允许足够的初始化时间。 总结 自举电容的选型需平衡电荷需求、电压稳定性、耐压余量及高频响应。结合MOSFET参数、驱动电压和开关频率，合理选择容值、耐压和类型，并验证串联电阻对系统动态性能的影响。实际设计中可参考芯片手册推荐值，并通过实验调整优化。

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DEEPSEEK：  我现在要仔细思考一下关于Buck转换器中的自举电容的问题。首先，我得回忆一下自举电路在Buck转换器中的作用。自举电容通常用于高侧开关的驱动电路，尤其是当使用N沟道MOSFET作为高侧开关时。因为N沟道MOSFET需要栅极电压高于源极才能导通，而当高侧开关导通时，源极电压会接近输入电压Vin，这时候栅极驱动电压就需要比Vin还要高，这时候自举电容就派上用场了。   那自举电容的容值应该怎么选呢？可能要考虑几个因素。比如，电容需要存储足够的电荷来维持高侧MOSFET的导通期间的栅极电荷需求。如果电容太小，可能在开关周期中无法提供足够的电荷，导致栅极电压下降，MOSFET不能完全导通，增加损耗甚至损坏器件。反之，如果电容太大，可能会导致充电时间不足，影响高频操作，或者占用更多的PCB空间，增加成本。   另外，自举电容的耐压值也很重要。当高侧开关关闭时，自举电容的一端（连接到SW节点）会被拉到地，而另一端则连接到Vcc或驱动电源。这时候电容两端的电压大约是Vcc加上可能的尖峰电压。因此，耐压应该至少高于Vcc加上一定的余量，比如12V的驱动电压可能需要选择16V或25V耐压的电容，以防止电压瞬变导致击穿。   还有，自举电容通常和一个电阻串联，这个电阻的作用可能是限制充电电流，避免瞬间电流过大对驱动芯片造成损害，或者起到滤波的作用，减少噪声干扰。但电阻值也不能太大，否则会影响电容的充电速度，导致在高频工作时电容无法及时充满，影响驱动效果。   然后，容值的选择具体怎么计算呢？可能需要考虑每次开关周期中栅极所需的电荷量Q_g。假设驱动电压是V_drive，那么电容的电荷变化ΔQ = C * ΔV。而ΔQ至少要等于Q_g，所以C ≥ Q_g / ΔV。其中ΔV可能是指电容在放电过程中的电压降，允许的电压降一般要足够小，以保证驱动电压的稳定，比如不超过驱动电压的10%。例如，如果Q_g是30nC，驱动电压是10V，允许的电压降是1V，那么C ≥ 30nC / 1V = 30nF，所以可能需要选择47nF或更大的电容。   但是实际应用中可能还需要考虑其他因素，比如温度对电容容值的影响，电容的ESR（等效串联电阻）是否足够小，以允许快速充放电。如果ESR太大，可能导致电容充电速度变慢，影响高频下的性能。此外，电容的类型也很重要，通常选用陶瓷电容，因为其低ESR和良好的高频特性。   另外，如果自举电容的容值过大，可能会导致启动时间过长。因为在初始上电时，自举电容需要从Vcc充电到足够的电压。如果电容太大，而充电电流有限，可能需要更长时间才能达到所需电压，导致启动延迟。这时候可能需要检查芯片的启动时序是否允许足够的充电时间，或者在设计中加入预充电电路。   耐压方面，假设驱动电压是12V，那么自举电容在充满时的电压大约是12V。但当高侧MOSFET关断时，SW节点可能被拉低到地，此时电容的一端接地，另一端接Vcc，所以电容两端的电压是Vcc。然而，在实际运行中，可能会有电压尖峰或噪声，因此选择耐压高于Vcc的电容是必要的，比如选择16V或25V的电容，以提供足够的余量，防止电容损坏。   总结一下，自举电容的容值需要足够大以提供足够的电荷，但也不能太大影响充电速度和频率响应。耐压需要根据驱动电压和可能的瞬态电压来选择，并留有余量。串联电阻的作用是限流和滤波，但阻值需要适中，不能影响充电时间。此外，电容的类型和ESR也是选型时需要考虑的因素。

回复了主题帖： 零基础学习单片机编程需要多长时间？

自已动手去接线，去安装驱动，去下载运行不同的基础程序，能正常运行了，就打破了单片机很难的感觉了。 基础程序里面应用 的是单片机的数字IO功能，感觉这时的单片机与PLC从功能上讲是相差不多了。