示波器是一种用途十分广泛的电子测量仪器。它能把肉眼看不见的电信号变换成看得见的图象，便于人们研究各种电现象的变化过程。示波器利用狭窄的、由高速电子组成的电子束，打在涂有荧光物质的屏面上，就可产生细小的光点。在被测信号的作用下，电子束就好像一支笔的笔尖，可以在屏面上描绘出被测信号的瞬时值的变化曲线。利用示波器能观察各种不同信号幅度随时间变化的波形曲线，还可以用它测试各种不同的电量，如电压、电流、频率、相位差、调幅度等等。 组成显示电路　　显示电路包括示波管及其控制电路两个部分。示波管是一种特殊的电子管，是示波器一个重要组成部分。示波管由电子枪、偏转系统和荧光屏3个部分组成。 　　（1）电子枪 　　电子枪用于产生并形成高速、聚束的电子流，去轰击荧光屏使之发光。它主要由灯丝F、阴极K、控制极G、第一阳极A1、第二阳极A2组成。除灯丝外，其余电极的结构都为金属圆筒，且它们的轴心都保持在同一轴线上。阴极被加热后，可沿轴向发射电子；控制极相对阴极来说是负电位，改变电位可以改变通过控制极小孔的电子数目，也就是控制荧光屏上光点的亮度。为了提高屏上光点亮度，又不降低对电子束偏转的灵敏度，现代示波管中，在偏转系统和荧光屏之间还加上一个后加速电极A3。 　　第一阳极对阴极而言加有约几百伏的正电压。在第二阳极上加有一个比第一阳极更高的正电压。穿过控制极小孔的电子束，在第一阳极和第二阳极高电位的作用下，得到加速，向荧光屏方向作高速运动。由于电荷的同性相斥，电子束会逐渐散开。通过第一阳极、第二阳极之间电场的聚焦作用，使电子重新聚集起来并交汇于一点。适当控制第一阳极和第二阳极之间电位差的大小，便能使焦点刚好落在荧光屏上，显现一个光亮细小的圆点。改变第一阳极和第二阳极之间的电位差，可起调节光点聚焦的作用，这就是示波器的“聚焦”和“辅助聚焦”调节的原理。第三阳极是示波管锥体内部涂上一层石墨形成的，通常加有很高的电压，它有三个作用：①使穿过偏转系统以后的电子进一步加速，使电子有足够的能量去轰击荧光屏，以获得足够的亮度；②石墨层涂在整个锥体上，能起到屏蔽作用；③电子束轰击荧光屏会产生二次电子，处于高电位的A3可吸收这些电子。 　　  crt数字读出示波器(2)偏转系统 　　示波管的偏转系统大都是静电偏转式，它由两对相互垂直的平行金属板组成，分别称为水平偏转板和垂直偏转板。分别控制电子束在水平方向和垂直方向的运动。当电子在偏转板之间运动时，如果偏转板上没有加电压，偏转板之间无电场，离开第二阳极后进入偏转系统的电子将沿轴向运动，射向屏幕的中心。如果偏转板上有电压，偏转板之间则有电场，进入偏转系统的电子会在偏转电场的作用下射向荧光屏的指定位置。 　　如果两块偏转板互相平行，并且它们的电位差等于零，那么通过偏转板空间的，具有速度υ的电子束就会沿着原方向（设为轴线方向）运动，并打在荧光屏的坐标原点上。如果两块偏转板之间存在着恒定的电位差，则偏转板间就形成一个电场，这个电场与电子的运动方向相垂直，于是电子就朝着电位比较高的偏转板偏转。这样，在两偏转板之间的空间，电子就沿着抛物线在这一点上做切线运动。最后，电子降落在荧光屏上的A点，这个A点距离荧光屏原点（0）有一段距离，这段距离称为偏转量，用y表示。偏转量y与偏转板上所加的电压Vy成正比。同理，在水平偏转板上加有直流电压时，也发生类似情况，只是光点在水平方向上偏转。 　　（3）荧光屏  示波器实物图荧光屏位于示波管的终端，它的作用是将偏转后的电子束显示出来，以便观察。在示波器的荧光屏内壁涂有一层发光物质，因而，荧光屏上受到高速电子冲击的地点就显现出荧光。此时光点的亮度决定于电子束的数目、密度及其速度。改变控制极的电压时，电子束中电子的数目将随之改变，光点亮度也就改变。在使用示波器时，不宜让很亮的光点固定出现在示波管荧光屏一个位置上，否则该点荧光物质将因长期受电子冲击而烧坏，从而失去发光能力。 　　涂有不同荧光物质的荧光屏，在受电子冲击时将显示出不同的颜色和不同的余辉时间，通常供观察一般信号波形用的是发绿光的，属中余辉示波管，供观察非周期性及低频信号用的是发橙黄色光的，属长余辉示波管；供照相用的示波器中，一般都采用发蓝色的短余辉示波管。 垂直（Y轴）放大电路　　  学生示波器由于示波管的偏转灵敏度甚低，例如常用的示波管13SJ38J型，其垂直偏转灵敏度为0.86mm/V（约12V电压产生1cm的偏转量），所以一般的被测信号电压都要先经过垂直放大电路的放大，再加到示波管的垂直偏转板上，以得到垂直方向的适当大小的图形。 水平（X轴）放大电路　　由于示波管水平方向的偏转灵敏度也很低，所以接入示波管水平偏转板的电压（锯齿波电压或其它电压）也要先经过水平放大电路的放大以后，再加到示波管的水平偏转板上，以得到水平方向适当大小的图形。扫描与同步电路　　扫描电路产生一个锯齿波电压。该锯齿波电压的频率能在一定的范围内连续可调。锯齿波电压的作用是使示波管阴极发出的电子束在荧光屏上形成周期性的、与时间成正比的水平位移，即形成时间基线。这样，才能把加在垂直方向的被测信号按时间的变化波形展现在荧光屏上。电源供给电路　　电源供给电路供给垂直与水平放大电路、扫描与同步电路以及示波管与控制电路所需的负高压、灯丝电压等。 　　由示波器的原理功能方框图可见，被测信号电压加到示波器的Y轴输入端，经垂直放大电路加于示波管的垂直偏转板。示波管的水平偏转电压，虽然多数情况都采用锯齿电压（用于观察波形时），但有时也采用其它的外加电压（用于测量频率、相位差等时），因此在水平放大电路输入端有一个水平信号选择开关，以便按照需要选用示波器内部的锯齿波电压，或选用外加在X轴输入端上的其它电压来作为水平偏转电压。 　　此外，为了使荧光屏上显示的图形保持稳定，要求锯齿波电压信号的频率和被测信号的频率保持同步。这样，不仅要求锯齿波电压的频率能连续调节，而且在产生锯齿波的电路上还要输入一个同步信号。这样，对于只能产生连续扫描（即产生周而复始、连续不断的锯齿波）一种状态的简易示波器（如国产SB10型等示波器）而言，需要在其扫描电路上输入一个与被观察信号频率相关的同步信号，以牵制锯齿波的振荡频率。对于具有等待扫描功能（即平时不产生锯齿波，当被测信号来到时才产生一个锯齿波，进行一次扫描）功能的示波器（如国产ST-16型示波器、SR-8型双踪示波器等而言，需要在其扫描电路上输入一个与被测信号相关的触发信号，使扫描过程与被测信号密切配合。为了适应各种需要，同步（或触发）信号可通过同步或触发信号选择开关来选择，通常来源有3个：①从垂直放大电路引来被测信号作为同步（或触发）信号，此信号称为“内同步”（或“内触发”）信号；②引入某种相关的外加信号为同步（或触发）信号，此信号称为“外同步”（或“外触发”）信号，该信号加在外同步（或外触发）输入端；③有些示波器的同步信号选择开关还有一档“电源同步”，是由220V，50Hz电源电压，通过变压器次级降压后作为同步信号 基本原理波形显示的基本原理 　由示波管的原理可知，一个直流电压加到一对偏转板上时，将使光点在荧光屏上产生一个固定位移，该位移的大小与所加直流电压成正比。如果分别将两个直流电压同时加到垂直和水平两对偏转板上，则荧光屏上的光点位置就由两个方向的位移所共同决定。   　　如果将一个正弦交流电压加到一对偏转板上时，光点在荧光屏上将随电压的变化而移动。参见图5-4可知，当垂直偏转板上加一个正弦交流电压时，在时间t=0的瞬间，电压为Vo（零值），荧光屏上的光点位置在坐标原点0上，在时间t=1的瞬间，电压为V1（正值），荧光屏上光点在坐标原点0点上方的1上，位移的大小正比于电压V1；在时间t=2的瞬间，电压为V2（最大正值），荧光屏上的光点在坐标原点0点上方的2点上，位移的距离正比于电压V2；以此类推，在时间t=3，t=4，…，t=8的各个瞬间，荧光屏上光点位置分别为3，4，…，8点。在交流电压的第二个周期、第三个周期……都将重复第一个周期的情况。如果此时加在垂直偏转板上的正弦交流电压之频率很低，仅为lHz～2Hz，那么，在荧光屏上便会看见一个上下移动着的光点。这光点距离坐标原点的瞬时偏转值将与加在垂直偏转板上的电压瞬时值成正比。如果加在垂直偏转板上的交流电压频率在10Hz～20Hz以上，则由于荧光屏的余辉现象和人眼的视觉暂留现象，在荧光屏上看到的就不是一个上下移动的点，而是一根垂直的亮线了。该亮线的长短在示波器的垂直放大增益一定的情况下决定于正弦交流电压峰一峰值的大小。如果在水平偏转板上加一个正弦交流电压，则会产生相类似的情况，只是光点在水平轴上移动罢了如果将一随时间线性变化的电压（如锯齿波电压）加到一对偏转板上，则光点在荧光屏上又会怎样移动呢？参看图5-5可见，当水平偏转板上有锯齿波电压时，在时间t=0瞬间，电压为Vo（最大负值），荧光屏上光点在坐标原点左侧的起始位置（零点上），位移的距离正比于电压Vo；在时间t=1的瞬间，电压为V1（负值），荧光屏上光点在坐标原点左方的1点上，位移的距离正比于电压V1；以此类推，在时间t=2，t=3，...，t=8的各个瞬间，荧光屏上光点的对应位置是2，3，…，8各点。在t=8这个瞬间，锯齿波电压由最大正值V8跃变到最大负值Vo，则荧光屏上光点从8点极其迅速地向左移到起始位置零点。如果锯齿波电压是周期性的，则在锯齿波电压的第二个周期、第三个周期、……都将重复第一个周期的情形。如果此时加在水平偏转板上的锯齿波电压频率很低，仅为1Hz ～2Hz，在荧光屏上便会看见光点自左边起始位置零点向右边8点处匀速地移动，随后光点又从右边8点处极其迅速地移动到左边起始位置零点。上述这个过程称为扫描。在水平轴加有周期性锯齿波电压时，扫描将周而复始地进行下去。光点距离起始位置零点的瞬时值，将与加在偏转板上的电压瞬时值成正比。如果加在偏转板上的锯齿波电压频率在10Hz～20Hz以上，则由于荧光屏的余辉现象和人眼的视觉暂留现象，就看到一根水平亮线，该水平亮线的长度，在示波器水平放大增益一定的情况下决定于锯齿波电压值，锯齿波电压值是与时间变化成正比的，而荧光屏上光点的位移又是与电压值成正比的，因此荧光屏上的水平亮线可以代表时间轴。在此亮线上的任何相等的线段都代表相等的一段时间。如果将被测信号电压加到垂直偏转板上，锯齿波扫描电压加到水平偏转板上，而且被测信号电压的频率等于锯齿波扫描电压的频率，则荧光屏上将显示出一个周期的被测信号电压随时间变化的波形曲线（如图5-6所示）。由图5-6所示可见，在时间t=0的瞬间，信号电压为Vo（零值），锯齿波电压为V0′（负值），荧光屏上光点在坐标原点左面，位移的距离正比于电压V0′；在时间t=1的瞬间，交流电压为V1（正值），锯齿波电压为V1′（负值），荧光屏上光点在坐标的第Ⅱ象限中。同理，在时间t=2，t=3，…，t=8的瞬间，荧光屏上光点分别位于2，3，…，8点。在t=8瞬间，锯齿波电压由最大正值V8′跳变到最大负V0′，因而荧光屏上的光点也从8点极其迅速地向左移到起始位置0点。以后，在被测周期信号的第二个周期、第三个周期……都重复第一个周期的情形，光点在荧光屏上描出的轨迹也都重叠在第一次描出的轨迹上。所以，荧光屏上显示出来的被测信号电压是随时间变化的稳定波形曲线。   　　若被测信号电压的频率等于锯齿波电压频率整数倍数时，则荧光屏上将显示出周期为整数的被测信号稳定波形。而当被测信号电压的频率与锯齿波电压的频率不成整数倍数时，则荧光屏上不能获得稳定的波形，如图5-7所示。在图5-7中，第一次扫描时，屏上显示的是0～1这段波形曲线；第二次扫描时，屏上显示1～2这段波形曲线；第三次扫描时，屏上显示2～3这段波形曲线；……可见，每次荧光屏上显示的波形曲线都不同，所以图形不稳定。   　　由上述可见，为使荧光屏上的图形稳定，被测信号电压的频率应与锯齿波电压的频率保持整数比的关系，即同步关系。为了实现这一点，就要求锯齿波电压的频率连续可调，以便适应观察各种不同频率的周期信号。其次，由于被测信号频率和锯齿波振荡信号频率的相对不稳定性，即使把锯齿波电压的频率临时调到与被测信号频率成整倍数关系，也不能使图形一直保持稳定。因此，示波器中都设有同步装置。也就是在锯齿波电路的某部分加上一个同步信号来促使扫描的同步，对于只能产生连续扫描（即产生周而复始连续不断的锯齿波）一种状态的简易示波器（如国产SB-10型示波器等）而言，需要在其扫描电路上输入一个与被观察信号频率相关的同步信号，当所加同步信号的频率接近锯齿波频率的自主振荡频率（或接近其整数倍）时，就可以把锯齿波频率“拖入同步”或“锁住”。对于具有等待扫描（即平时不产生锯齿波，当被测信号来到时才产生一个锯齿波进行一次扫描）功能的示波器（如国产ST-16型示波器、SBT-5型同步示波器、SR-8型双踪示波器等等）而言，需要在其扫描电路上输入一个与被测信号相关的触发信号，使扫描过程与被测信号密切配合。这样，只要按照需要来选择适当的同步信号或触发信号，便可使任何欲研究的过程与锯齿波扫描频率保持同步。

R&S RTO系列示波器R&S RTO系列 示波器具有极佳的信号保真度、极高的采集率和全球第一个实时数字触发系统，其结构紧凑，带宽从600 MHz到4 GHz。这些示波器有硬件加速的测量与分析功能。 快速排查信号故障 硬件加速的分析功能 高精度数字触发系统 操作方法，更加简易快捷 令人信服的测量精度http://www.samplesci.com/uploads/20140321/20140321134517446.jpg优点快速排查信号故障每秒一百万个波形：故障排查准确，无需猜测采集率极高，对功能不存在任何限制支持历史信息查看功能，故障分析快速 http://www.samplesci.com/uploads/FCKeditor/images/RTO%E7%9B%B2%E5%8C%BA.png传统的数字示波器盲区时间长，波形漏失严重。RTO示波器的盲区时间极短，其采集信号的速度要高出20倍以上。http://www.samplesci.com/uploads/FCKeditor/images/RTO%E9%87%87%E9%9B%86(2).pngRTO示波器是第一种具备高波形捕获率、且高捕获率对仪器设置和分析功能不做任何 限制的仪器。该示例描述在连续运行状态下的直方图统计分析功能，执行此类操作时 RTO示波器依然可以保持高达一百万次的波形捕获率，其它同类仪器会显著下降。 硬件加速的分析功能测量速度极高，对于复杂的分析功能也不例外FFT 频谱分析：功能强大，易于操作模板测试：配置快捷，结果可靠分析功能先进，每信道同时可分析多达三个波形 http://www.samplesci.com/uploads/FCKeditor/images/RTO%E9%80%9A%E9%81%93%E7%AE%97%E6%B3%95.pngRTO示波器，用户第一次可以自行配置数据抽取类型和波形算法，并可以同时显示多达三个波形高精度数字触发系统触发抖动极低，可以实现高精度测量全带宽范围内，触发灵敏度极高对于触发信号，使用可调数字滤波器 操作方法，更加简易快捷使用直观的菜单结构，操作更快捷控制元件采用颜色编码，更加易于辨识信号图标支持拖放功能对话框采用半透明设计，始终可以观察到完整的测量信号 令人信服的测量精度固有噪声极低，测量精度极高使用单核模数转换器，动态范围更大全带宽测量，即使对于输入灵敏度范围≤10mV/div的情况与温度无关的增益和偏差误差极小信道与信道之间的隔离度极高，无串扰现象 http://www.samplesci.com/uploads/FCKeditor/images/RTO%E6%9C%89%E6%95%88%E4%BD%8D%E6%95%B0.pngRTO示波器中 A/D 转换器始终如一的高有效位数 (ENOB) 确保准确呈现信号细节，以及非常高的动态范围http://www.samplesci.com/uploads/FCKeditor/images/RTO%E9%9A%94%E7%A6%BB%E5%BA%A6.pngRTO前端使用了高性能设计的屏蔽罩，确保通道与通道之间实现> 60 dB的隔离，避免了由于通道串扰造成的信号失真。 [td]基本单元                          带宽                                     通道                        R&S®RTO10444 GHz4R&S®RTO10242 GHz4R&S®RTO10222 GHz2R&S®RTO10141 GHz4R&S®RTO10121 GHz2R&S®RTO1004600 MHz4R&S®RTO1002600 MHz2 垂直系统输入通道R&S®RTO1002/R&S®RTO1012/R&S®RTO10222 R&S®RTO1004/R&S®RTO1014/R&S®RTO1024/R&S®RTO10444带宽 (–3 dB) at 50 ΩR&S®RTO1002 和 R&S®RTO1004600 MHz R&S®RTO1012 和 R&S®RTO10141 GHz R&S®RTO1022 和 R&S®RTO10242 GHz R&S®RTO10444 GHz上升时间（计算值）R&S®RTO1002 和 R&S®RTO1004583 ps R&S®RTO1012 和 R&S®RTO1014300 ps R&S®RTO1022 和 R&S®RTO1024175 ps R&S®RTO1044100 ps输入阻抗 50 Ω ±1.5 % 1 MΩ ±1 % with15 pF (测量) 输入灵敏度全范围内的最大带宽50 Ω: 1 mV/div 至 1 V/Div 1MΩ: 1 mV/div 至 10 V/Div模数转换器的有效位数（ENOB）全量程正弦,频率 7 位 (测量)采集系统最大采样率（实时） 10 G样本/每秒每通道 R&S®RTO104410 Gsa/s 每通道 20 Gsa/s 使用两个通道记忆深度标准配置，按每通道/1个通道处于工作状态R&S®RTO: 两通道型号： 20 /40M样本 R&S®RTO: 四通道型号： 20 /80M样本 最大升级（R&S®RTO-B102选件）， 按每通道/1个通道处于工作状态R&S®RTO: 两通道型号： 100 /200M样本 R&S®RTO: 四通道型号： 100 /400M样本最大采集率连续采集与显示，10 G 样本/s, 1 k 样本1 000 000 波形／秒 超分割模式< 200 ns盲区时间数据抽取模式对于抽取模式和波形算法的任何组合，每通道均最多可以支持 3个波形采样、峰值检测、高分辨率、有效值波形算法 无，包络，平均插值模式 线性,Sin(x)/x,采样与保持水平系统时基范围 25 ps/div 至 50 s/div时基精度供货/校准之后2.5 ppm 供货/校准之后 (R&S®RTO-B4 选件)0.02 ppm通道偏移校正 ±100 ns (实时偏移校正, 通道到通道触发–例如状态检测偏移校正)触发系统触发类型 边沿、干扰、脉宽、欠幅、窗口、超时、区间、斜率、数据时钟、模式、状态、串行模式,I2C, SPI, 可选：UART/RS-232, LIN, CAN, FlexRay灵敏度触发滞后参数的定义可自动也可手动设置范围：0.1 div至5div可检测最小脉冲干扰信号h 100 ps R&S®RTO104450 ps耦合模式 对于选定通道，可以在100 kHz至50%模拟带宽的截止频率范围内，选择RF抑制波形算术运算代数运算种类 算术运算、逻辑运算、比较运算，频域，数字滤波器硬件加速的数学计算功能+, –, *, 1/x, |x|, 求导, log10, ln, log2, 缩放, FIR, FFT 幅值分析和测量功能硬件加速的分析功能 频谱、直方图、模板测试、光标硬件加速的测量功能 幅度测量、时间测量

　　7 结束语　　针对移动通信基站和直放站射频子系统对本振源的要求设计了该频率源。根据实验结果可以看出，使用ADI公司的锁相环(ADF4118)得到的锁相源与相关资料介绍的使用飞思卡尔公司MCl45系列锁相环的锁相源相比，在1 835 MHz频率点上相噪要好10 dB~20 dB、同时用在移频模块中相应相噪要好10 dB~20 dB。　　该设计的成功进一步验证锁相频率源具有频率稳定度高、频谱纯、寄生杂波小及相位噪声低等优点，该方法设计简单、可靠性高、抗干扰性强。

[url=http://www.samplesci.com/product/p-151-139.html][/url] 产品基本信息-    工作频率范围：25MHz~6GHz-    跳频时间：最小30μs-    相位噪声：25MHz载波-140dBc/Hz@1kHz-    典型工作电压：+6V，典型工作电：180mA-    内部集成VCO，体积小，尺寸：48.5*28.5*12mm-    控制接口：J30J-9ZKP & SPI-    典型应用：测试测量、仪器仪表、RF/微波电路等产品可按需定制，支持点频输出、不同步进输出，不同频段输出。 功能框图（包含SPI控制时序） ↓ http://www.samplesci.com/uploads/FCKeditor/images/SWFS000060-%E5%8A%9F%E8%83%BD%E6%A1%86%E5%9B%BE(3).gifhttp://www.samplesci.com/uploads/FCKeditor/images/SWFS000060-SPI%E6%8E%A7%E5%88%B6%E6%97%B6%E5%BA%8F(2).gif输出功率曲线↓ http://www.samplesci.com/uploads/FCKeditor/images/SWFS000060-%E8%BE%93%E5%87%BA%E5%8A%9F%E7%8E%87%E6%9B%B2%E7%BA%BF(6).gif性能指标（TA = +25℃, Vcc=+6V）参数最小典型最大单位输出信号参数输出频率范围25 6000MHz输出波形正弦波输出功率（含测试曲线，见前页）-1305dBm频率步进1KHz跳频时间3045100μs杂散抑制25M~1500MHz -75-70dBc1500M~3000MHz -75-70dBc3000M~6000MHz -75-70dBc谐波抑制25M~1500MHz -15-9dBc1500M~3000MHz -20-15dBc3000M~6000MHz -18-15dBc工作电压+5.5+6.0+6.3V工作电流160180220mA外部参考信号输入信号频率50100350MHz参考输入电压+1+2+3.3Vp-p杂散抑制 -80-75dBc输入信号精度±0.1±0.5±1ppm极限参数工作温度范围-40~+75℃储存温度范围-40~+85℃最大输入电压+6.5V 相位噪声(dBc/Hz)*频率频偏100MHz典型值(最大值)500MHz典型值(最大值)1GHz典型值(最大值)3GHz典型值(最大值)5GHz典型值(最大值)6GHz典型值(最大值)1kHz-130(-110)-115(-100)-109(-100)-103(-95)-95(-90)-93(-90)10kHz-134(-115)-118(-110)-110(-105)-105(-100)-98(-95)-97(-95)100kHz-132(-122)-119(-110)-110(-105)-105(-100)-98(-95)-97(-95)1MHz-146(-132)-135(-125)-133(-120)-124(-118)-121 (-115)-120(-115)备注：1、 该相噪测试指标是在下表外部参考指标下测得；外部参考信号输入参数数值单位输入信号频率100MHz输入信号功率+13±2.0dBm频率稳定度±0.1ppm相位噪声-150@1kHzdBc/Hz -160@10kHzdBc/Hz  -163@100kHzdBc/Hz -170@1MHzdBc/Hz2、上述相位噪声均是在参考频率100MHz，鉴相频率50MHz时测得； 3、参考频率的稳定度应尽可能高，以保证相位噪声良好； 4、外部参考环境干扰大或所提供的参考频率指标较差，则所得相位噪声和杂散抑制也会相应变差； 5、若需要某个窄带频段输出，则可根据用户对其他指标的要求进行定制。 产品外形尺寸和引脚功能定义↓ http://www.samplesci.com/uploads/FCKeditor/images/SWFS000060-%E4%BA%A7%E5%93%81%E5%A4%96%E5%BD%A2%E5%B0%BA%E5%AF%B8%E5%92%8C%E5%BC%95%E8%84%9A%E5%8A%9F%E8%83%BD%E5%AE%9A%E4%B9%89.gif

　　6 测试数据　　该锁相源设计成功后笔者对其进行了测试，输出频率1 835 MHz，输出功率-4.2 dBm，相位噪声的测试结果如表2。 http://www.chinabaike.com/uploads/allimg/140925/10122322L-10.jpg 　　由表2数据可得在输入频率为1 835 MHz时，输出功率为-4.2 dBm，相位噪声为-75 dBc/KHz，杂散抑制为-85 dBc，完全符合预期设计的技术指标。

　　5 锁相源的具体设计和实现　　该频率源设计中，分频鉴相器选用美国ADI公司的ADF4118;压控振荡器VCO选用M/A-COM公司的ML08l100-01850;环路滤波器采用三阶RC低通滤波电路组成，其电路原理如图2所示。 http://www.chinabaike.com/uploads/allimg/140925/10122341Z-8.jpg 　　锁相源设计中的关键是环路滤波器的设计。最简单、最廉价的低通滤波器就是基本的RC低通滤波器。这种滤波器没有精确的截止频率，典型的下降斜率是6 dB/lO倍频程，因此电路的-3 dB点应设计成接近电流信号的基频。较好解决方法是用一个三阶RC滤波器，其原理如图3。 http://www.chinabaike.com/uploads/allimg/140925/1012232Z5-9.jpg 　　当锁相环的环路滤波器通频带较窄且捕捉带也较窄时，利用锁相环良好的跟踪特性，可实现高频率输入信号的窄带滤波;可在几十赫兹的频率上实现几十赫兹甚至几兆赫兹的滤波，从而将混入输入信号中的噪声和干扰滤掉，这是其他滤波器难以做到的。

　　4 系统各组成部件相位噪声分析　　锁相环频率合成器主要由倍频器、放大器、分频器、混频器、鉴相器、振荡器等基本电路组成，还包括辅助捕获电路、跳频控制电路和电子开关等，它们都会不同程度地对频率合成器引入噪声。　　4.1 振荡器　　振荡器的噪声主要决定于谐振电路的有载Q1值、谐振电路噪声以及振荡器件本身的噪声。振荡器噪声主要由4部分组成:　　(1)由闪烁噪声调频产生的相位噪声。　　(2)由散弹噪声和热噪声调频产生的相位噪声。　　(3)由闪烁噪声调相产生的相位噪声。　　(4)由散弹噪声和热噪声调相产生的相位噪声即白噪声。　　VCO相位噪声与晶体振荡器相比有两点不同：其一VCO谐振回路Q值低，VCO工作频带越宽，Q值越低;其二VCO谐振回路存在变容二极管，它具有与振荡器件一样的噪声。此外，VCO相位噪声还与压控调谐灵敏度成正比关系。　　由于谐振回路Q值低，因此宽带调谐VCO近端相噪较差，比没有电压控制电抗电路的振荡器高出20 dB～40 dB。但由于VCO输出信号功率比晶体振荡器大，VCO远端相位噪声反而比晶体振荡器倍频后相位噪声低。　　4.2 外部噪声　　N倍频后，外部噪声将提高20lgNdB，折算到器件输入端的内部噪声也将提高20lgNdB。因此倍频器设计时应注意降低其内部噪声。　　4.3 分频器　　当信号通过分频器时，输入端的噪声通常要减小20lgNdB，如果分频系数很高或输入信号相位噪声极低则最低限度的噪声决定于分频器噪声以及接在分频器后的有源电路的噪声。

　　3 相位噪声的概念及其表征　　相位噪声一般是指在系统内各种噪声作用下引起的输出信号相位的随机起伏。所谓频率短期稳定度，是指由随机噪声引起的相位起伏或频率起伏。至于因为温度、老化等引起的频率慢漂移，则称之为频率长期稳定度。通常我们主要考虑的是频率短期稳定度问题，频率短期稳定度一般用相位噪声表示。　　一个理想的正弦波信号可用下式表示： http://www.chinabaike.com/uploads/allimg/140925/1012231018-2.jpg 　　式中，V(t)为信号瞬时幅度，Ao为标称值幅度,fo为标称值频率。此时信号的频谱为一线谱。但是由于任何一个信号源都存在着各种不同的噪声,每种噪声分量各不相同,使得实际的输出成为： http://www.chinabaike.com/uploads/allimg/140925/1012232925-3.jpg 　　在研究相位噪声的测量时，由于考虑到振荡器的幅度噪声调制功率远小于相位噪声调制功率,所以，|ε(t)|

　　2 锁相环技术的原理　　实现频率合成的方法可分为直接合成法与间接合成法。二种频率合成技术的特点见表l。 http://www.chinabaike.com/uploads/allimg/140925/1012233240-0.jpg 　　锁相环(PLL)是由鉴相器(PD),环路滤波器(LF)和压控振荡器(VCO)组成的自动相位控制系统。如图1所示。 http://www.chinabaike.com/uploads/allimg/140925/101223A12-1.jpg 　　其中鉴相器是相位比较装置，用来比较参考信号Ur(t)与压控振荡器输出信号Uo(t)的相位，产生对应于这两个信号相位差的误差电压Ue(t)。环路滤波器的作用是滤除误差信号Ue(t)中的高频成分及噪声，以保证环路所要求的性能，增加系统的稳定性。压控振荡器受环路滤波器输出电压Uo(t)的控制，使振荡频率向参考频率靠拢，二者的差拍频率越来越低，直至二者的频率相同、保持一个较小的剩余相差为止。下面介绍锁相环工作的大致过程：　　锁相环路(PLL)和AGC、AFC电路一样，也是一种反馈控制电路。它是一个相位误差控制系统，是将参考信号与输出信号之间的相位进行比较，产生相位误差电压来调整输出信号的相位，以达到与参考信号同频率的目的，从而实现了对信号的频率漂移进行跟踪。在达到同频率的状态下，两个信号之间的稳定相差亦可做得很小。　　鉴相器是个相位比较装置。它把输入信号和压控振荡器的输出信号Uo(t)的相位进行比较，产生对应于两个信号相位差的误差电压Ue(t)。环路滤波器的作用是滤除误差电压、Ue(t)中的高频成分和噪声，以保证环路所要求的性能，增加系统的稳定性。压控振荡器受环路滤波器输出电压Uo(t)的控制，使振荡频率向参考频率靠拢，二者的差拍频率越来越低，使两者的频率相同、保持一个较小的剩余相差直至消除频差而锁定为止。在环路开始工作时，如果输入信号频率与压控振荡器频率不同，则由于两信号之间存在固有的频率差，它们之间的相位差就会一直变化，结果鉴相器输出的误差电压就在一定范围内变化。在这种误差电压的控制下，压控振荡器的频率也在变化。所以，锁相就是压控振荡器被一个外来基准信号控制，使得压控振荡器输出信号的相位和外来基准信号的相位保持某种特定关系，达到相位同步或相位锁定的目的。若压控振荡器的频率能够变化到与输入信号频率相等，在满足稳定性条件下就在这个频率上稳定下来。达到稳定后，输入信号和压控振荡器输出信号之间的频差为零，相差不再随时间变化，误差电压为一固定值，这时环路就进入‘锁定’状态。这就是锁相环工作的大致过程。　　锁相源设计的技术难点是如何尽量降低相位噪声。下面介绍相位噪声的基本概念和产生的原因，以便采取相应的措施来减少频率源的相位噪声。

按重要性次序列出选择数字存储示波器时考虑的八项因素 几年前模拟示波器是台式示波器唯一的候选产品。现今，便宜的数字存储示波器(DSO)的推出，已经为工程师们提供了几十种可供选择的型号。 DSO是很有吸引力的，因为它可以存储波形、求信号平均，并支持各种触发和分析选件。但DSO并非都是一样的。许多DSO只有两个性能完整的通道可供信号采集，当使用者要监视电路上的多个测试点时只好自认倒霉了。 正确地选择示波器成了一个具有挑战性的问题。本文按重要性次序列出选择示波器需要考虑的八项因素，以便工程师作出正确的选择。 1．带宽 示波器要有足够的带宽，以便捕捉和显示目前和将来应用中最快速的信号。通用的经验是：示波器带宽至少是被测最快信号频率的三倍。 2．价格 每位工程师都需要一台台式示波器。根据公司的规模大小，这意味着要购买几台或几百台示波器。为每位工程师配备一台示波器成了一笔重要投资。 许多公司舍不得用2500美元或更多的钱去购买一台示波器，除非该设备能由一组工程师共享。但如果要求每位工程师必须有一台示波器，如何花费最少则是最关心的问题。 3．性能 使用者希望性能越多越好，特别是设计要求要尽快完成时。当使用高速处理器时，工程师必须能够检测和减少任何会危害系统运行的偶发和瞬态事件。这就要求示波器支持高速的瞬时事件采集、先进测量和分析能力，例如快速傅里叶变换(FFT)。 性能更高意味着价格更高，因此在拨款预算内获得尽量多的性能是主要目标。选用的示波器应有四个完整的通道和最高的取样率。 接近1G样本／秒的取样率可保证仪器能够捕捉和显示高速事件，如毛刺和／或抖动。必须确认所标明的取样率对全部通道都一样，许多便宜的DSO把取样头交叠在一个通道上得到更高的取样率。如果全部通道都工作，每个通道只能获得一部分的取样率。 DSO还应支持实时采集，使示波器捕捉到非重复的信号特性。当跟踪偶尔出现的脉冲畸变和瞬态信号异常时，这种性能很重要。 4．触发 选择示波器时一定要考虑触发，要确认示波器支持基本的边沿和视频触发功能，以便迅速找到特定信号的活动。 5．测量和分析特性 自动测量如周期、频率、平均和峰—峰值，非常有助于信号检验和故障检测。另外还需要更高级的分析能力，如信号平均和FFT。信号平均可消除示波器波形显示中的额外噪声，让使用者只检查有用的信号特性。 6．尺寸 由于桌子的面积有限，因此示波器的尺寸必然是大家最关心的。工程师亦爱用更小型的示波器，因为它携带方便。但并非越小就越好，考虑尺寸时不可牺牲性能或通道数日。 7．易用性 工程师越快掌握示波器的性能，就越容易进行有意义的测量。由于工程师要经常使用这种工具，所以用户接口越友好，工程师的效率就越高。 8．通信 DSO支持RS—232和GPIB通信接口，有助于工程师用示波器作远程测量和／或自动执行测量序列。另一个主要优点是具备单按键的硬拷贝支持。

1功率衰减器的基本构成 构成功率衰减器的基本材料是电阻性材料。通常的电阻是衰减器的一种基本形式,由此形成的电阻衰减网络就是集总参数衰减器。通过一定的工艺把电阻材料放置到不同波段的电路结构中就形成了相应频率的衰减器。如果是大功率衰减器,体积肯定要加大,关键就是散热设计。2功率衰减器的相关参数　　1、衰减： 用于描述传输过程中从一端到另一端的信号减少的量值。可用倍数或同轴衰减器　　分贝数来表达。　　2、VSWR： 等于特性阻抗与连接在传输线输出端的负载阻抗的比值。　　3、最大平均功率： 在衰减器输出端接特性阻抗时，在指定的最高工作温度上可长期加到衰减器输入端的最大功率。当工作温度降至20ºC，输入功率降到10mW时，衰减器的其它指标不应该发生变化。　　4、插入损耗的功率系数： 当输入功率从10mW到额定功率时，插入损耗的变化值（dB）。　　5、最大峰值功率： 在衰减器输出端接特性阻抗时，在指定的最高工作温度上，在指定的时间内，加到衰减器输入端的5ms脉冲宽度最大峰值功率。当工作温度降至20ºC，输入功率降到10mW时，衰减器的其它指标不应该发生变化。　　6、温度系数： 在最大工作温度范围内插入损耗的最大变化，用dB/ºC表示。　　7、冲击和振动： 衰减器必须承受三个方向的冲击和振动试验。　　8、插入损耗的频率响应： 在20ºC时，整个频率范围内损耗值的变化量（dB）。　　9、工作温度上限： 衰减器工作在最大输入功率时的最高温度(ºC)。　　10、标称插入损耗的偏差：在20ºC，输入功率10mW时测得的插入损耗和标称值的偏差。　　11、接头寿命： 正常连接/断开的次数；在规定的寿命内所有的电气和机械指标应该满足指标要求。　　12、互调失真：互调失真由杂散信号组成，它是由于器件中的非线性因素而产生的。尤其需要关注的是三阶互调失真，因为三阶互调产物最大而且不可被滤除。三阶互调电平的测试方法是将二个等幅的纯净信号（f1和f2）注入到被测器件中，三阶互调将出现在输出频谱的2f1-f2和2f2-f1处。三阶互调产物由相对于f1或f2的大小来定义，由-dBc来表示。3功率衰减器的技术指标　　1、工作频带：功率衰减器的工作频带是指在给定频率范围内使用衰减器，衰减器才能达到指标值。由于射频/微波数字衰减器结构与频率有关，不同频段的元器件，结构不同，也不能通用。　　2、功率容量 ：功率衰减器是一种能量消耗元件，功率消耗后变成热量。可以想象，材料结构确定后，衰减器的功率容量就确定了。如果让衰减器承受的功率超过这个极限值，衰减器就会被烧毁。　　3、回波损耗：回波损耗就是功率衰减器的驻波比，要求衰减器两端的输入输出驻波比应尽可能小。我们希望的衰减器是一个功率消耗元件，不能对两端电路有影响，也就是说，与两端电路都是匹配的。设计衰减器时要考虑这一因素。　　4、功率系数　　5、衰减量4功率衰减器的注意事项　　1、频响：即频率带宽，一般用兆赫兹（MHz）或吉赫兹（GHz）表示。通用的衰减器一般带宽为5GHz左右，最高要到50GHz。　　2、衰减范围与结构形式：衰减范围指衰减比例，一般为3dB、10dB、14dB、20dB不等，最高可达110dB。其衰减公式为：10lg(输出/输入)，例：10dB表征：输出∶输入=衰减倍数=10倍。结构形式一般分两种形式：固定比例衰减器与步进比例可调衰减器。固定衰减器是指在一定频率范围固定比例倍数的衰减器。步进衰减器是以一定固定值（例1dB）等间隔可调比例倍数的衰减器，又分为手动步进衰减器和程控步进衰减器。　　3、连接头形式和连接尺寸：　　(1)连接头形式分为BNC型、N型、TNC型、SMA型、SMC型等，同时连接头形状具有阴、阳两种。　　(2)连接尺寸分为公制与英制形式，以上根据使用要求决定；如果连接头的型式多样需要连接，可以配用相应的连接转换头，例：BNC转N型头等。　　4、衰减指标：衰减指标，有多方面的要求，主要有以下几方面：衰减精度、承受功率、特性阻抗、可靠性、重复性等。

5 结语 本文采用FPGA与频率综合器ADF4111相结合的方法进行了数字锁相式频率源的设计，在FPGA内用AHDL硬件描述语言编写频率综合器需要的频率控制字程序，产生范围为70～90 MHz的高精度频率，频率的步进采用按键控制的方法，步进的间隔为1 MHz，并通过数码显示管将锁定后的频率值显示出来。完成了PCB板制作，进行了硬件和软件调试。通过ADF4111的复用输出管脚(Muxout)看到PLL成功锁定设置的频率上，并用频谱仪测量了产生的频率，输出频率稳定，精度高，功率符合设计指标要求。实现了PLL输出频率的步进，间隔为1 MHz。并在数码管上将锁定后的频率值显示出来。 在该系统中，由于ADF4111的控制字寄存器的控制字是通过FPGA写入的。所以可以通过软件设计的方法，改变写入的控制字来实现不同频率的本振信号输出，使锁相环具有低相位噪声，低杂散度。快速锁定的特点，电路简单，易于调试。采用这种方法能可根据实际工程需要改变输出信号的频率。步进间隔以及功率，使该类型电路设计能广泛应用于无线通信设备中，为设备的中频和射频电路提供高质量的本振。

4 数字锁相式频率源硬件和软件调试 在完成频率源的软硬件设计之后。需要进行系统调试。调试包括硬件调试和软件调试两部分。 4．1 系统硬件调试 在完成系统硬件电路设计和PCB制作后，需要利用万用表、示波器、频谱仪等工具对系统进行调试，来验证设计是否达到系统设计的要求，有无电路方面错误等。硬件调试主要包括数字锁相环调试，上电前检测、上电后检测和模块各组成部分工作状态调试等。 在设计中，通过USB-Blaster下载电缆采用JTAG配置方式将数据下载到FPGA。下载配置是验证系统中其他电路部分的第一步，方法是通过QutartusⅡ软件设计一些简单的逻辑电路，然后下载到FPGA中，通过示波器等工具检测输出的波形是否正确。 4．2 系统软件调试 该设计中，在FPGA内用AHDL硬件编程语言实现了软件设计部分，主要分为两部分：一是对ADF4111寄存器的配置；二是实现按键对锁相频率升高和降低的要求。该设计中，利用数字示波器的触发采样功能来捕获FPGA配置ADF4111寄存器的各个管脚的时序逻辑。 ADF4111需要配置的寄存器为3个24 b的寄存器，在Altera公司的QuartusⅡ平台上用AHDL进行编程配置的仿真时序如图6所示。其中，R=40，A=6，B=8，P=8。http://www.chinabaike.com/uploads/allimg/130912/2130043E0-5.jpg ADF4111有一个复用输出管脚(muxout)，通过该管脚可以查看寄存器配置是否正确。设计中设置该引脚输出为PLl锁定指示，并连接到发光二极管。配置完后，若指示灯亮，则说明配置正确，PLL锁定在输入时钟上。调试中配置完ADF4111后，PLL成功锁定设置的频率上。http://www.chinabaike.com/uploads/allimg/130912/213004DG-6.jpg 在整个设计和调试完成之后，用频谱仪对数字锁相式频率源输出频率进行了测试，图7为70 MHz输出时的频谱图，可以看出，频率源输出稳定。需要注意的是，截图显示的本振输出功率为-23．77 dBm，这是由于对本振输出进行测量时采用的探头有损耗，经测量约有33 dB的损耗，故本振输出的实际功率为9 dBm，达到系统设计要求。

3 数字锁相式频率源硬件设计 根据数字锁相式频率源设计方案，设计的硬件结构如图3所示。http://www.chinabaike.com/uploads/allimg/130912/2130042062-2.jpg 作为系统的逻辑控制中心，FLEXlOK50E芯片内部集成有50 000个门，2 880个逻辑单元(Logicelements)，其RAM容量为40 960 b，它完成的功能主要有： (1)接收按键的对输出频率fVCXO增减要求的指令； (2)配置频率综合器ADF4111； (3)控制数码以显示锁定后的fVCXO值。 锁相环路的设计是保证系统能够产生稳定，高精度的本振输出的关键。从压控振荡器输出的本振必须经过衰减器和放大器，以确保最终的本振输出功率符合指标要求，下面重点阐述这两部分的电路设计。 3．1 锁相环电路设计 锁相环电路设计主要有两部分：ADF4111设计和环路滤波器的设计，下面分别对这两方面进行阐述。 3．1．1 ADF4111设计 ADF4111内部的四个24位控制字寄存器，分别为R分频器、N分频器、功能寄存器和初始化寄存器，FPGA对锁相环的控制通过设置这四个控制寄存器的控制字来实现。 ADF4111从外部输入的信号有标准频率源信号(40 MHz)和FPGA输出的控制信号。标准频率源信号输入到ADF4111后，经14位的R分频器得到鉴相基准频率并送至鉴相器。控制信号由时钟信号CLK、数据信号DATA和使能信号LE组成。在CLK的控制下，由DATA信号端输入24位数据信号，暂时存放在24位输入寄存器中。在接收到LE后，先前输入的24位数据根据地址位到达对应的锁存器。当ADF4111接收到反馈回来的输出频率后，首先通过预分频比例因子P，经A，B分频器，得到分频以后的回馈信号，之后输入到锁相器。与分频以后的标准频率源信号在鉴相器中比较，输出低频控制信号以控制外部VCO的频率，使其锁定在参考频率的稳定度上。 设计中采用40 MHz晶振作标准频率源信号。为了得到1 MHz的步进量。ADF4111的PFD输入频率为l MHz。所以将参考时钟分频器R设置为40，此外，设置P=8。由关系式：FVCXO=[(P×B)+A]FREFIN／R知，当FVCXO=70 MHz时，可以设置计数器A为6，计数器B为8，则4个控制寄存器的控制字分别设置为R分频器6200AOH，N分频器200819H，功能寄存器003092H，初始化寄存器003093H。当按键发出指令，要求升高或降低本振输出频率时，改变计数器A和B的值，并重新加载ADF411l的控制寄存器，最终实现本振输出频率的改变。 3．1．2 环路滤波器设计 环路滤波器的设计要求比较严格，其优劣直接影响锁相环的稳定性，可以利用AD公司提供的专用软件ADI simPLL 3．0进行了滤波器的设计，仿真软件提供了ADF系列频率合成器的集成环境，它包含了ADI频率合成器模型，VCO和TCXO的模型。可以选择相应的参数来设计所需要的环路滤波器。它同时给出参考相位噪声，输出杂散及锁定的过程。 环路滤波器的带宽越宽，锁定时间越短，但杂散噪声增加。环路滤波器的带宽越窄，杂散噪声减小，但锁定时间增长。因此环路滤波器的带宽选择需在这两者之间折中。设计中带宽选为鉴相器参考频率的1／10即能兼顾这两个因素。环路滤波器还需考虑的一个因素是相位余量，相位余量太小会导致系统不稳定，相位余量太大会使整个系统变慢，40°～55°是比较理想的选择，在这个范围内，一定的杂散度下，能使锁定时间达到最小。设计中设定滤波带宽为100 kHz，相位余量45°，用ADI SimPLL 3．O仿真软件可以得到环路滤波器的设计和仿真结果，电阻值和电容值根据最终的调试做了相应调整。设计的电路如图4所示。http://www.chinabaike.com/uploads/allimg/130912/213004M46-3.jpg 上一页 [1] [2] [3] 下一页3．2 衰减器设计 为确保最终的本振输出功率符合指标要求，进行衰减和放大电路部分的设计。该设计中衰减器采用了π型电阻网络，该电阻网络既要满足功率分配要求。又要满足阻抗匹配要求，在衰减器的输入和输出阻抗均为50 Ω时，利用CASCADE(Comptlter Aided ScientificAmplitier Design Element)软件设计的4 dB衰减器如图5所示。http://www.chinabaike.com/uploads/allimg/130912/2130046325-4.jpg

2 数字锁相式频率源设计方案 根据系统需求，数字锁相式频率源设计指标主要为：输出频率为70～90 MHz；步进间隔为1 MHz；输出功率为9 dBm。为了满足这三个主要指标，设计从以下三方面考虑方案的设计和器件的选用。 2．1 输出频率 为了得到输出范围为70～90 MHz的高精度频率，设计中采用ADI公司推出的高性能锁相频率综合器芯片ADF4111，其RF回馈输入的最高频率为1．2 GHz，即为锁相环路可得到的最大输出频率，满足本设计频率输出范围要求。该芯片可用于无线射频通信系统基站、无线局域网、手机，以及通信检测设备中。它主要由四部分构成： (1)低噪声鉴频相器(PFD)。 (2)精密充电泵(Charge Pump)。 (3)可编程预置分频器。主要由三个可编程计数器组成：A计数器(6位)、B计数器(13位)、双模预置分频器(P／(P+1)，P为预置分频器的模)，这三类计数器执行VCO输出频率到PFD的N分频，实现N=BP+A的运算；其中双模预置分频器有四种工作模式：8／9，16／17，32／33，64／65； (4)参考分频器(R计数器，14位)。 使用时需要配置寄存器，寄存器配置除了配置芯片工作方式外，主要是设置输入时钟分频因子R和VCXO输入分频比A，B，使鉴相器的两个输入时钟相等。VCXO输出的时钟与输入时钟关系为：FVCXO=[(P×B)+A]FREFIN／R。式中：P为prescaler因子；FREFIN和FVCXO分别是输入的参考时钟频率和压控振荡器的输出频率。 寄存器的配置可采用FPGA控制的方法。FPGA因其集成度高、功能强大、用户可编程、体积小等特点被应用得越来越广泛。在该设计中其对寄存器的配置也显得灵活而方便。设计中选用Altera公司的0．25μmCMOS ROM工艺规程的结构的FLEX系列芯片EPFlOK50EQC240-3，FLEX系列的芯片是一种中等密度的器件，基于查找表结构，性能高，功耗低。FPGA的程序开发使用的是Altera公司的QuartusⅡ软件实现的，用AHDL硬件描述语言编写ADF4111的寄存器配置程序。 与频率综合器ADF4111构成锁相环的压控振荡器选用了Mini-circuit公司POS-100，它是一款性能优良的压控振荡器，其调谐电压范围是0～16 V，对应的输出频率范围为45～110 MHz，电压调节灵敏度为4．2～4．8 MHz／V，输出功率的典型值为8．3 dBm，从其电压一频率关系得知，当输出频率为90 MHz时，对应的输入电压在11．5～12 V之间，而当给ADF4111的模拟和数字供电端加3．3 V电压，电荷泵供电端加5 V电压时，电荷泵输出经环路滤波器后的电压最高为5 V，该5 V电压若不放大，显然无法驱动压控振荡器产生90 MHz的频率。为此，在环路滤波器后需要添置一个放大器，OP191是AD公司一款供电电压为2．7～12 V的放大器，主要应用在工业控制，电讯，远程感应等领域，将它的供电电压设计为12 V，可以使其输出电压最高达到12 V，能够满足压控振荡器输出频率为90 MHz的调谐电压输入要求。 2．2 频率步进 实现频率步进的方法是通过改变频率综合器ADF411l的寄存器配置值，从而调整压控振荡器的输出频率以达到环路的锁定，最终实现压控振荡器输出频率的步进。 频率的步进既要使VCO输出频率升高又能使其降低，故设计中，采用两个按键分别发起升高和降低的指令要求，并通过FPGA用AHDL编程实现相应的对ADF411l寄存器配置的指令。[1] [2] [3] 下一页 2．3 输出功率 根据信号流程，压控振荡器POS-100的输出分为两路：一路反馈于ADF4111，另一路作为本振输出。此时，压控振荡器的输出需要经过一个T型网络分成两路，这里T型网络是一个电阻分路器，如图2所示。它广泛应用于一个源需要驱动两个负载的情况，其目的是进行电路的阻抗匹配。常用三个18 Ω的电阻值连成Y型。如果其中的一个负载为50 Ω，它就相当于衰减6．3 dB的T型网络。http://www.chinabaike.com/uploads/allimg/130912/2130044451-1.jpg 压控振荡器POS-100输出功率的典型值为8．3 dBm，经过T型网络后，作为本振输出的信号功率为8．3-6．3=2 dBm，显然2 dBm的信号需要放大，因此设计中采用Mini-circuits公司的单块放大器ERA-4。它能够放大的信号频率范围为0～4 GHz，对0～1 GHz信号的放大增益为14 dB。为确保ERA-4的本振输入信号不饱和，设计中将2 dBm的本振信号经过了一个4 dB的后再输入ERA-4。此时，从ERA-4输出的本振信号功率为2-4+14=12 dBm。最终，为得到9 dBm的本振输出，需要再将ERA-4输出的信号衰减3 dB。衰减器的设计采用兀型电阻匹配网络。 系统中，FPGA的工作时钟和频率综合器ADF4111输入参考时钟由美国WINTRON公司的40 MHz的TCXO时钟提供。

l 锁相环基本原理 锁相环(PLL)是一种建立在相位负反馈基础上的循环控制系统，如图1所示。一个锁相环由以下四部分组成：http://www.chinabaike.com/uploads/allimg/130912/21300421O-0.jpg (1)R分频因子，鉴相器(Phase Detector)，充电(Charge Pump)。 (2)环路滤波器，一般是低通滤波器，其作用是对充电泵的电流输出进行滤波，以驱动压控，其传输因子为Z(s)； (3)压控振荡器，有一个频率灵敏度Kv／s； (4)反馈分频因子N。 它以一个高准确度，稳定度的晶体振荡器的R分频作为输入参考频率，该输入参考频率作为鉴相器的基准与压控振荡器输出的进行比较，产生一个对应于两个信号相位差的电流脉冲。该电流脉冲经环路滤波器积分产生一个控制电压，并滤除其中的高频分量和噪声，这个电压驱动压控振荡器(VCO)的输出频率增加或减少。当环路锁定时输入参考频率与压控振荡器输出的N分频的频差为零，相位差不再随时间变化。这时控制电压为一固定值，环路进入锁定状态。 当输入的参考时钟fREFIN，压控振荡器的输出fVCXO两个频率分别经R和N分频后的频率和相位均相同时，鉴相器的输出e(s)为O，此时环路将处于锁定状态。由方程e(s)=FREFIN／R-FVCXO／N可以推导出，当e(s)=0时，fREFIN／R=FVCXO／N，即FVCXO=NFREIN／R。 锁相式频率综合器将R，N分频因子、鉴相器、充电泵集成于一个内，对相位噪声和杂散等具有很好的抑制作用，而且调试简单。它作为、雷达、遥测遥控、电子侦察等系统中的核心部件，是保证整个电子系统性能的关键因素之一，因而目前被广泛应用于、仪表、通信等许多领域。

应用： 1、射频功率的测量 与终端式（热偶式）功率计不同的是，通过式功率计真实的反映了一个发射系统中各个截面的正向功率和反射功率。 终端式功率计的输入阻抗是标准的５０ 。在功率测量中，终端式功率计替代了发射机的负载，也就是说，终端式功率计将发射机的负载理想化了。所以说，终端式功率计所测得的结果是发射机在理想负载时的输出功率；如果发射天馈系统的匹配情况良好，则这个结果可以真实反映发射系统的输出情况；如果发射天馈系统的匹配不好（如ＶＳＷＲ＞１．５），则终端式功率计不能真实反映发射系统的情况。 而通过式功率计则不同，它实际上是在传输线一侧放置了一个耦合探头，与发射机的工作波长相比，功率计传感器的电长度几乎可以忽略不计。所以只要将通过式功率计置于发射系统的某个截面，那么得出的结果是这个截面的正向和反射功率（ＶＳＷＲ）。 2、测量无源器件的插入损耗 用二台通过式功率计可以十分准确的测出一个无源器件的插入损耗，其精度和网络分析仪的测试结果相当。 这种测量方法的基本原理是替代法。即先将二台功率计用一只精密的射频转接器（如Ｎｆ－Ｎｆ）直接连接，再用被测器件替代射频转接器，分别读出４个功率读数，从而计算出被测器件的准确插入损耗值。详情参见《用功率计测量插入损耗》一文（ＴＲＡＮＳＣＯＭ文件号：０３ＴＦ－００１－ｖ１．０－ＡＮ）。 用这种方法可以准确的测出一个蜂窝基站从发射机输出端到天线输入端的全部插入损耗，这对于基站的维护是有益的。虽然用网络分析仪也可以单端测量长电缆的插入损耗，但是网络分析仪必须在同一种介质下测量，而且要准确设定电缆的相速度，否则会产生附加的测试误差；而用功率计法就不需要知道这些参数，它只是把整个系统（包括跳线、主馈线，避雷器，定向等）一并当作一个二端口网络来对待。 3、测量功率放大器的线性 用功率计除了可以测量放大器的功率，增益等指标外，还可以测量放大器的线性。 在现代通信系统中，设计工程师们更关心放大器的线性指标而不是效率指标，这是与系统的工作特性有关的，尤其是在宽带通信系统（如ＣＤＭＡ?ＷＣＤＭＡ基站和直放站）中。 放大器的线性通常用ＩＭ３来表征，这需要用信号源和来搭建一个复杂的测试电路来完成。用通过式功率计也可以测量放大器的线性度，而且方法很简单：分别测出放大器输入和输出端的互补积累分布函数（ＣＣＤＦ），这二个数值越吻合，说明放大器的线性越好。 在用功率计法测量放大器的线性的同时，还能测量放大器的增益和输出功率；这对于生产线上的快速测试十分有意义。另外放大器的线性度直接影响到发射机输出频谱的纯净程度，因此也是无线电系统工程师的关注点。 和网络分析仪法相比，用通过式功率计加（失配）负载的方法可以更加准确的测量放大器在大功率状态下的输出驻波比及保护门限。而且还可以提高生产线的测试速度，降低测试成本。

原理： 热偶式测试法是先将射频功率转换为热能，测出其所产生的能量的总和，再将其转换为相应的功率读数。在热偶式测量法中，其测试结果基本上不受信号波形的影响。但热偶式功率计的成本，物理尺寸，测试响应时间，所需的附件设备，和交流电源都决定了它不能得到广泛的应用。 通过式功率测量法作为射频功率测量的工业标准一直至今，在工程应用及工程计量中，通过式功率计的作用是任何其它功率测试手段所无法替代的。通过式射频功率计实际上是一种信号激励装置，采用了一个无源的二极管射频。在同轴线的一侧装有一个定向的，半波二极管检波电路，并将其接到一个已校正的表头以读出有效值功率。检波电路与传输线通过介质耦合，并根据置于传输线旁的传感器的方向取样出正向和反射功率。