第五大应用热点是汽车电子2009年中国全年汽车出货量为 1,270万辆，已超过美国成为全球最大汽车生产国，预计2010年中国汽车产量超过1,800万辆。在全球能源紧张、环保减排的大趋势下，混合动力汽车、电动汽车将继续得到大力发展。电动汽车中 IC/元器含量由 普通燃油汽车的13% 提升至 40% 以上，特别是对 MCU 和电源、电源管理器件需求大增。未来汽车的电子化和智能化发展趋势将给汽车电子系统厂商带来更多机遇。 第六大应用热点是医疗影像系统和家用医疗设备传统的平台如心电图仪(ECG)、超声系统及CT，不断借助新型测量技术提供高水平的诊断数值。尖端的半导体工艺为开发日益小巧、更加强大的家用医疗设备铺平了道路。精确、可靠和安全的家用产品通过给予人们管理疾病、促进健康和活力以及以安全有效的途径，提供用药所需的工具，还将有助于降低医疗成本。 第七大应用热点是车载影音导航前装配套份额增大 中国的车载影音导航产品高速发展，好帮手电子凭借市场领先者的地位，将维持超过47%的年增长率。在国内自主品牌16个乘用车车厂中，好帮手电子凭借着稳定的质量和成本控制的优势已经与国内的江淮、奇瑞、吉利、长城、长安、长丰、一汽奔腾等10余个自主品牌乘用车车厂建立了业务和稳定的配套关系，并为其车型开发专用影音导航产品。好帮手电子在与众多的国内、外同行企业竞争中，在前装市场自主品牌中取得了33%占有率，约3台车载影音导航中就有1台为好帮手电子的产品。 第八大应用热点是车载影音导航智能信息化加快 2009年11月24日，广东好帮手电子科技股份有限公司在广州举办了以“新里程•新科技•新跨越”为主题的发布会，揭开了好帮手电子“E-CAR车载网络信息平台”的神秘面纱。E-CAR平台的出炉将加速推进这轮技术升级的进程。也是今年10月，上海安吉星信息服务有限公司正式宣布，将于12月全面启动其在中国市场的OnStar车载信息服务。此前，广汽丰田也于今年率先启用了G-Book服务，使得中国车市再次井喷的2009年，也被专家称为Telematics正式在华推广应用的元年。作为Telematics技术的代表产品，不论是OnStar、G-Book，还是好帮手的E-CAR平台，其核心技术都是智能信息化，即在传统导航功能的基础之上，增加了上网、智能及个性化的服务。

6楼的能否给介绍一下呢？学习一下设计缺陷在哪，以后可以借鉴，谢谢了哈

不会是LDO吧？

MAX1811

"要求这个放大倍数很精确"？电子工程上，总是有误差的

周公不推LPC3000系列，是不是因为没有拿到代理权啊？

楼主的问题实际上是M$的Windows抽了。 碰到这样的情况的时候，我的电脑->右键->管理->磁盘管理，自己手动给U盘分配一个盘符就好。

好资料，收藏了，大家都来看看吧，真的不错

3、开关电路和降压     接下来的过程是将高压整流滤波电路产生的高压直流电变成高频脉冲直流电，送到主变压器降压，变成低频脉冲直流电。这个过程是由开关电路和变压器完成的。开关电路的原理是由开关管和PWM（Pulse Width Modulation）控制芯片构成，振荡电路，产生高频脉冲。我们来看一下这个过程：     经过高压滤波电容初步稳压的“电”兵分两路，一路送往5VSB电压生成电路，另一路则送往我们熟悉的12V、5V、3.3V电压生成电路。由于前者电压为常电，而后者为只有开机才能供电，因此这两部分电压被分成两路分别生成。 下面我们进入开关电源的核心部分。此部分的 原理是通过PWM控制芯片或简单的自激振荡电路通过变压器耦合的方式来精密控制负责功率生成部分的开关电路，再由开关电路通过变压器耦合的方式将功率传递给后级的整流、滤波电路。   由于此部分电路电流的数值和变化频率很大，因此关键部件发热量极大，必须使用散热片。通常前端的散热片上固定开关电路的开关管；而后端的散热片上则固定后级整流电路中的整流管。两块散热片中间则分别是体积较大的负责耦合主开关电路与后级整流电路的开关变压器；体积较小的负责耦合副开关电路与后级整流稳压电路的开关变压器以及负责耦合PWM控制芯片与主开关电路的互感线圈。这就是我们在电源中常见的两块散热片以及三个变压器的来由。 4、低压滤波输出部分和温控电路 最后，低频脉冲直流电经过二极管整流后，再由电解电容滤波，这样，输出的就是不同电压的稳定的电流了。由于这里电压已经很低了，所以尽管电容容量很大，通常有1000uf、2200uf等，但由于不需要很高的耐压值，所以电容体积很小。到最后，稳压模块将最后的直流电压调整为所需要的各种电压，供给各种不同的电脑部件使用。     另外还有不少电源为了更大程度的降低噪音，还设计了专门的温控电路。温控电路主要是通过热敏电阻实现的。比如说，当电源开始工作时，风扇供电电压为7V，当电源内温度升高，热敏电阻阻值减小，电压逐渐增加，风扇转速也提高，这样就可以保持机壳内温度保持一个较低的水平。在负载很轻的情况下，能够实现静音效果，而负载很大时，能保证散热的需要（由于一般用户电脑绝大部分工作时的负载都比较低，因此基本上保障噪音比较小）。

佑泰UT-300U拆解过程：触目惊心！由铁片组成的假PFC！    EMI滤波电路以及PFC功率因素矫正电路做假特别多，在这次横评中我们发现了好几个这样的事件，有的电源完全没有EMI、PFC电路，有的虽然有EMI电路，但电路是饶开EMI电路的，根本就通电，有的PFC电路里面加了些铁块、水泥，做假的水平很高！ 2、高压整流滤波电路 经过以上电路的处理，就能得到较为平整的正弦波交流电，送入前级整流电路进行整流，这个过程我们一般称为高压整流滤波电路，也就是将220V交流市电转换成300V直流电。通常此部分工作都由全桥式整流二极管和两个高压电解电容组成，经过全桥式整流二级管整流后，电压波形呈以下的形状： 由图可见，整流后的电 压全部变成正相电压。不过此时得到的电压仍然存在较大的起伏，这就必须使用高压滤波电容进行初步稳压，将波形修正为起伏较小的波形。 高压整流滤波电路    全桥就是封装在一起的四个二极管，有的电源干脆就安装了4个分立的二极管，作用相同。高压电解电容的作用是将脉动的直流电滤除交流成分而输出比较平稳的直流电，容量大的高压电解电容能减小电源的纹波干扰，提高电源的电流输出质量。     高压电解电容一般有两个（部分电源采用主动PFC电路也可能只有1个），由于其耐压值特别高，所以体积非常大。按容量分，高压电解电容一般有330uf、470uf、680uf、820uf、1000uf、1200uf等，耐压值一般是200V，耐温85度。 没有标注的劣制品    一般劣制电源也经常在这里偷工减料，经常采用比较小规格的高压电解电容，在工作时候容易爆浆而导致电源损坏，更恶劣的是有的里面居然全是纸、是水泥，完全的假高压电解电容来欺骗消费者！ [ 本帖最后由 七月七日晴 于 2009-12-25 10:10 编辑 ]

有所收获

帮你投了，希望我能有如你所说的圣诞收获，呵呵:)

LPC3000系列多少钱啊？查到信息说是10美金，不太相信哦

好资料，学到很多，怎么没人顶呢？大家发现好东西应该顶出来才是

不知道你现在怎样了，但是希望你比以前更好

DAC SIN (x)/x频率滚降 如图2-45所示，我们可把一个重构的DAC输出设想为一系列矩形脉冲，这些矩形脉冲的宽度等于时钟率的倒数。要注意的是重构信号的振幅在奈奎斯特频率fc/2处下降3.92dB。在很多情况下，SIN (x)/x滤波器反变换能用来补偿这一影响。基波信号的镜像也会按照SIN(x)/x函数规律而衰减。

孔径抖动和孔径延迟 从图2-35可能可以推断出ADC的SNR随着输入频率的增加而降低的原因之一，其中，显示了在ADC的采样时钟上(或在内部的采样保持中)的相位抖动效应(或孔径时间效应)。相位抖动造成的电压误差是偏斜率的函数，并且导致如图2-36所示的SNR的整体退化。这是相当严重的，特别是在较高的输入、输出频率上。因此，在任何采样数据系统的采样、重构时钟中，要特别小心地最小化相位噪声。对于时钟信号的所有方面都必须小心：振荡器本身(例如，555定时器时绝对不够的，但是，如果采用于含噪逻辑电路共享一个芯片的有源器件，即使采用石英晶体振荡器也可能产生问题)；传输路径(这些时钟非常易于受到各种干扰的攻击)；在ADC或DAC要注意的是：也存在固定的构成ADC孔径时间的成分。这种成分通常被称为有效孔径延迟时间，它不产生误差。它只是在ADC被要求采样的时刻和实际采样发生的时刻之间导致时间偏差，如图2-37所示，并可能是正偏差或负偏差。在并行采样应用或如I和Q解调的这样的、两个ADC需要彼此之间互相跟踪的应用中，各个器件之间在这个参数上的偏差或容差就是至关重要的。 二十多年以前，采样ADC采用独立的采样保持和ADC构成，它的接口设计困难，并且在SHA中的一个关键参数是孔径噪声。目前，大多数使用的采样ADC包含一种积分SHA。SHA的孔径噪声可能没有像这样详细说明，但是，如果SNR或ENOB被清楚地详细说明的话，这就不是造成担忧的原因，因为对特殊SNR的保证就是对足够的孔径抖动指标的绝对保证。然而，通过把直流施加在ADC上，一种附加的高性能SHA的应用有时候将改善即使最好的采样ADC的高频ENOB，并且可能比采用跟昂贵的另一个ADC来取得而代之更有成本效益。

双音互调失真(IMD) 通过把频率为f1和f2—通常挨得比较近—的两个频谱纯净的正弦波施加在ADC上，可以测得双音互调失真。每一个音调的幅度被设置为小于满量程以下6dB多一些，以便ADC在两个音调同相时不会削波。如图2-30所示为二阶和三阶乘积的位置。注意：二阶乘积落在能由数字滤波器消除的频率上。然而，三阶乘积2f2-f1和2f1-f2接近原始信号的频率，因此，难以被滤除。除非另外详细说明，双音IMD指的是这些三阶乘积。IMD乘积的数值被以d。 然而，要注意如果两个音调的频率接近fs/4，基波的混叠三次谐波可能造成难以识别实际的2f2-f1和2f1-f2的乘积。这是因为fs/4的三次谐波为3fs/4，而混叠出现在fs - 3fs/4 = fs/4。类似地，如果两个音调接近fs/3，混叠的二次谐波可能干扰到测量。相同的推理也适合于此，fs/3的二次谐波为2 fs/3，并且其混叠出现在fs-2 fs/3 = fs/3。 对于ADC来说，二阶和三阶截取点的概念时无效的，因为失真乘积并不是以可预测的方式而变化(作为信号幅度的函数)。ADC并不是在逼近满量程时逐渐开始压缩信号(不存在1dB压缩点)；当信号超过ADC的输入范围时，它起到硬限幅器的作用，因此，当被削波时，会突然产生极大量的失真。另一方面，对于远远小于满量程的信号，失真基底仍然相对恒定，并且与信号的电平无关。 在通信应用中，常常要测量多音调SFDR。音调的数量越大，越接近于如AMPS或GSM这样的蜂窝电话系统的宽带频谱。图2-31显示了12比特65 MSPS ADC—AD6640—的四音调互调性能。当存在大信号时，高SFDR增加了接收机捕获小信号的能力，并防止小信号被较大信号的互调乘积所掩蔽。                           图2-31：多音调测试：12比特65 MSPS ADC—AD6640。 噪声功率比(NPR) 噪声功率比测试已经被广泛地用于测量频分多址(FDMA)通信链路的传输特性。在典型的FDMA系统中，4KHz宽的语音信道被堆叠在各个频率空间中，通过同轴电缆、微波或卫星设备传输。在接收端，FDMA数据被解复用并回到4KHz的独立基带信道。在大约具有100个以上信道的FDMA系统中，FDMA信号可以采用具有合适带宽的高斯噪声来近似。利用窄带陷波滤波器以及一个在4KHz陷波点内部测量噪声功率的专用调谐接收器，就可以测量独立的4KHz信道的安静度。 噪声功率比(NPR)的测量简单明了。利用陷波滤波器的输出，在陷波点可测得信号的RMS噪声功率。陷波滤波器然后被切换进来，从而测得在这个窄频段的残留噪声。以dB表示的这些读数的比值就是NPR。为了足够地提取系统的特征，要对跨越噪声频带的若干窄频段(低、中和高三段)进行测试。在ADC上的NPR测量以类似的方式进行，但是，模拟接收器被缓冲存储器和FFT处理器所取代。                                                图2-32：噪声功率比(NPR)的测量。 NPR通常在NPR曲线上绘出。参照系统的峰值范围，NPR被描绘为RMS噪声电平的函数。对于非常低噪声的加载电平，不受欢迎的噪声(在非数字系统中)主要是热噪声并且不依赖于输入的噪声电平。在曲线的这个区域上，噪声加载电平增加1dB，噪声NPR就会增加1dB。随着噪声加载电平的增加，系统中的放大器开始过载，其产生的互调乘积会造成系统的噪声基底的增加。随着输入噪声的进一步增加，过载噪声的效应占支配地位，并且NPR极大地被降低。FDMA系统通常工作在小于最大NPR点以下几个dB的噪声加载电平上。 在包含ADC的数字系统中，当所施加的噪声输入电平低时，在时隙内部的噪声主要是量化噪声。NR曲线在这个区域时线性的。随着噪声电平的增加，在噪声电平和NPR之间存在一一对应的关系。然而，在一些电平上，由ADC的硬限幅作用造成的削波噪声开始占支配地位。如图2-33所示为10、11和12比特ADC的理论曲线。 在多信道高频通信系统中，NPR也可以被用于仿真大量独立信道造成的失真，类似于FDMA系统。在噪声源和ADC之间要放置一个陷波滤波器，并且FFT输出被用于取代模拟接收器。如图2-34所示，用于AD9042的陷波滤波器的宽度被设置为几MHz。NPR是陷波滤波器的深度。理想的ADC将仅仅在陷波滤波器内部产生量化噪声；然而，因ADC非线性度造成的互调失真，实际的ADC具有额外的噪声成分。注意：与62.7dB的理论值相比，NPR大约为60dB。                                          图2-33：10、11和12比特ADC的理论NPR。

总的谐波失真(THD)是基波信号RMS数值与各个谐波成分平方和的根的平均值之比(一般地说，只有头5个谐波重要)。ADC的THD还一般由接近满量程的输入信号来详细说明，尽管它能被以任何电平详细说明。 总谐波失真加噪声(THD + N)是基波信号RMS数值与各个谐波成分平方和的根的平均值加所有噪声成分之比(直流除外)。必须详细说明噪声被测量的带宽范围。在FFT的情形下，带宽为从直流到fs/2(如果带宽的测量是从直流到fs/2，那么，THD+N等于SINAD，见下图)。 信号-噪声-失真比(SINAD)、信噪比(SNR)和有效比特数(ENOB) SINAD和SNR值得特别注意，因为关于它们的精确意义，在各个ADC制造商之间仍然存在一些差异。信号-噪声-失真比(SINAD，或S/N + D)是RMS信号幅度与所有其它的谱成分的平方和的根，包括谐波但不包含直流。SINAD作为输入频率的函数，是ADC的整个动态性能的良好表示，因为它包含构成噪声(包括热噪声)和失真的所有成分。它的绘图常常针对不同的输入幅度。SINAD等于THD + N，如果对噪声的测量带宽相同的话。如图2-26所示为对12比特10 MSPS ADC AD9220的典型绘图。 SINAD绘图显示了那些因高频失真导致的交流性能退化，并且通常针对远远大于奈奎斯特以上的频率进行绘图，以便评估在过采样应用中的性能。SINAD常常被转换为有效比特数(ENOB)，这要利用理想的N比特ADC的理论关系：SNR = 6.02 N + 1.76 dB。该方程是用于求解N的，并且用SINAD的数值取代SNR。 信噪比(SNR或没有谐波的SNR)采用跟SINAD相同的方法计算，但是，在计算中不包含信号的谐波，仅仅留下噪声项。因为头5次谐波占支配地位，所以，实际上只要把它们排除在计算之外。SNR绘图在高频将退化，但是，不如SINAD那么快，因为不包含谐波项。许多现有的ADC数据表有些宽松地指SINAD为SNR，因此，工程师在解释这些指标时要小心。 模拟带宽 基波扫频(由FFT分析确定)的谱输出被减低3dB的频点就是ADC的模拟带宽。该带宽可能由小信号(SSBW小信号带宽)或满量程信号(FPBW-满功率带宽)来确定，因此，各个制造商提供的指标可能有很大的差异。 像放大器一样，转换器的模拟带宽指标并不意味着ADC在到达其带宽频率之前都维持良好的失真性能。实际上，大多数ADC的SINAD(或ENOB)在输入频率逼近实际3dB带宽频率之前就开始大大地退化。图2-27显示了具有1 MHz FPBW的ADC的ENOB和满量程频率响应；然而，ENOB在100KHz以上就快速地下降。

在大多数应用中，ADC的输入是一个频带(通常累加了一些噪声)，因此，量化噪声趋向于随机出现。然而，在频谱分析应用(见图2-17，利用专用纯正弦波在ADC上执行FFT)中，量化噪声和信号之间的相关性取决于采样频率与输入信号的比率。如图2-18所示，其中，理想的12比特ADC的输出利用4096点FFT进行分析。在左手的FFT绘图中，严格地选择采样频率与输入频率之比为32，最坏的谐波大约小于基波76dB。右手边的方框图显示了稍微偏移的比率的影响，显示了相对随机噪声谱，在此，SFDR目前大约为92dBc。在两种情况下，所有噪声成分的RMS数值为q/√12，但是，在第一种情形下，噪声被集中在基波的谐波处。 注意：在ADC的明显谐波失真中的偏差是采样过程和输入频率与量化噪声的相关性的产物。在特殊的ADC应用中，一般地说，量化噪声以随机噪声的形式出现，因为宽带输入信号的本质是随机的，并且实际上通常存在小量的系统噪声，它作为颤动信号进一步随机化量化误差的频谱。 了解上述要点是至关重要的，因为对ADC进行单音调正弦FFT测试是对性能评估普遍接受的方法。为了精确地测量ADC的谐波失真，要采取步骤确保测试设置真实地测量ADC的失真，而不是测量因量化噪声相关性引起的失真。通过选择适当的频率比并有时通过在输入信号中插入小量的噪声(抖动)，可以做到这一点。 现在，回到图2-18中，注意FFT的噪声基底的平均值大约为满刻度以下100dB，但是，12比特ADC的理论SNR为74dB。FFT噪声基底不是ADC的SNR，因为FFT作为具有带宽为fs/M的模拟频谱分析仪，其中，M是FFT中的点数。因此，理论FFT噪声基底为量化噪声基底以下10log10(M/2)dB，因为FFT存在所谓的处理增益(图2-19)。在SNR为74dB的理想12比特ADC的情形下，4096点FFT会导致10log10(4096/2) = 33 dB的处理增益，因而使整个FFT噪声基底为74 + 33 = 107 dBc。实际上，通过采用越来越大的FFT，FFT的噪声基底可以被进一步减小；正如模拟频谱分析仪的噪声基底可以由缩小带宽来减小一样。当利用FFT测试ADC的时候，至关重要的是确保FFT的点数足够大，以便失真积能够不同于FFT噪声基底本身。