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2024-09-11
发表了主题帖： BUCK电路电感选型

在降压型（Buck）DC-DC转换电路设计中，功率电感是极其重要且必不可少的重要元器件，一次正确的功率电感选型，对DC-DC转换电路的整体性能能够起到关键性的作用。因此，在DC-DC转换电路设计时如何选择合适的功率电感至关重要，下面我们从电感的几个主要参数入手，去了解这个重要的元器件。图1是一款降压型DC-DC转换芯片推荐的典型电路；图2是功率电感规格书选型参数列表。图1 降压型DC-DC转换电路图图2 功率电感参数 1）电感值Inductance 指在@100kHz、1V的条件下测量的电感值，功率电感计算方式：；：开关频率；：一般取最大输出电流的30%；根据公式实际计算值及设计裕量，经验取值一般取L=1.25 × 。 2）直流阻抗 DCR 电感的直流电阻，该电阻是造成电感发热的主要原因，选型时越小越好。 3）饱和电流Isat 电感量下降30%时对应的电流值。选型时电感的饱和电流应该大于。其中，：芯片最大输出电流值。 4）温升电流Irms 电感表面温度上升40℃时的电流值，选型一般大于。不同功率电感，其饱和电流和温升电流值不同，有大有小。因此根据经验，选型时温升电流和饱和电流较小那个值应该比至少大30%。 5）自谐频率 S.R.F 指电感的分布电容和电感量发生谐振的频点。在这个频点电感量的感抗与电容容抗相等而互相抵消。电感越小，自谐频率越大。选型时自谐频率应大于开关频率 10倍以上。想要了解BUCK电路的网友，也可以看看下面这些BUCK的文章，都是很不错：详解二十种常见开关电源拓扑结构及其工作原理 Buck DCDC功率管驱动电路设计 Buck电源电路中的电感电流 BUCK电源的工作原理
2024-09-10
发表了主题帖：功率MOS 驱动应用电路

功率MOS 驱动应用电路发现东芝的这篇文章写得特别好. 1. 驱动 MOSFET 1.1. 栅极驱动和基极驱动常规的双极晶体管是电流驱动器件，而 MOSFET 是电压驱动器件。图 1.1 所示为双极晶体管。要在集电极中产生电流，必须在基极端子和发射极端子之间施加电流。图1.2 所示为 MOSFET，在栅极端子和源极端子之间施加电压时，MOSFET 在漏极中产生电流。 MOSFET 的栅极是一层二氧化硅。由于该栅极与源极隔离，向栅极端子施加直流电压理论上不会在栅极中产生电流（在栅极充电和放电的瞬态产生的电流除外）。实践中，栅极中会产生几纳安的微弱电流。当栅极端子和源极端子之间无电压时，由于漏源极阻抗极高，因此漏极中除泄漏电流之外无电流。 1.2. MOSFET 的特点 MOSFET 有以下特点： 1)由于 MOSFET 是电压驱动器件，因此无直流电流流入栅极。 2)要开通 MOSFET，必须对栅极施加高于额定栅极阈值电压 Vth 的电压。 3)处于稳态开启或关断状态时， MOSFET 栅极驱动基本无功耗。 4)通过驱动器输出看到的 MOSFET 栅源电容根据其内部状态而有所不同。 MOSFET通常被用作频率范围从几kHz到几百kHz的开关器件。栅极驱动所需的功耗较低是MOSFET 作为开关器件的优势。此外也提供专为低电压驱动设计的 MOSFET。 1.2.1. 栅极电荷可将 MOSFET 的栅极视为电容。图 1.3 所示为 MOSFET 中的不同电容。除非对栅极输入电容充电，否则 MOSFET 的栅极电压不会增大，而且在栅极电压达到栅极阈值电压 Vth 之前， MOSFET 不会开通。 MOSFET 的栅极阈值电压 Vth 是在其源极和漏极区域之间产生传导通道所需的最小栅偏压。考虑驱动电路和驱动电流时， MOSFET 的栅极电荷 Qg 比其电容更加重要。图 1.4 所示为增加栅极电压所需的栅极电荷的参数定义。 1.2.2. 计算 MOSFET 栅极电荷 MOSFET 开启期间，电流流到其栅极，对栅源电容和栅漏电容充电。图 1.5 显示了栅极电荷的测试电路。图 1.6 显示了对栅极端子施加恒定电流时获得的栅源电压随时间变化的曲线。由于栅电流恒定，可将时间乘以恒定栅电流 IG，以栅极电荷 Qg表示时间轴。（栅极电荷的计算公式是 Qg ＝IG×t。） 1.2.3. 栅极充电机理对 MOSFET 施加电压时，其栅极开始积累电荷。图 1.7 所示为栅极充电电路和栅极充电波形。将 MOSFET 连接到电感负载时，它会影响与 MOSFET 并联的二极管中的反向恢复电流以及 MOSFET 栅极电压。此处不作解释。 ① 在 t0-t1 时间段内，栅极驱动电路通过栅极串联电阻器 R 对栅源电容 Cgs和栅漏电容 Cgd 充电，直到栅极电压达到其阈值 Vth。由于 Cgs和 Cgd 是并联充电，因此满足以下公式。栅极电压 VGS计算如下： VGS(t) ＝VG(1-exp(-t／(R(Cgs＋Cgd))) (1) 因此，用 Vth 取代 VGS(t1)，栅极延迟时间 t1 结果如下： t1 ＝R(Cgs＋Cgd) ln (VG／(VG-Vth)) 这说明延迟时间 t1 和 R(Cgs＋Cgd)成正比。 ② 在 t1 －t2 期间， VGS 超过 Vth，导致漏极中产生电流，最终成为主电流。在此期间，继续对 Cgs和 Cg 充电。栅极电压上升时，漏极电流增大。在 t2 ，栅极电压达到米勒电压，在公式(1)中用 VGS(pl)代替 VGS(t2)，可计算出 VGS(pl) .t2 。在 t0-t1 期间，延迟时间 t2 和 R(Cgs＋Cgd)成正比。 t2 ＝R(Cgs＋Cgd) ln (VG／(VG －VGS(pl))) t2 －t1 ＝R(Cgs＋Cgd) ln ((VG －Vth)／(VG －VGS(pl))) 由于在此期间有漏极电流流过， MOSFET 会出现功率损耗。 ③ 在 t2-t3 期间， VGS(pl)电压处的 VGS受米勒效应影响保持恒定。栅极电压保持恒定。在整个主栅电流流过 MOSFET 时，漏极电压在 t3 达到其导通电压（RDS(ON)×ID）。由于在此期间栅极电压保持恒定，因此驱动电流流向 Cgd 而非 Cgs。在此期间 Cgd（Qdg）中积累的电荷数等于流向栅电路的电流与电压下降时间（t3 －t2 ）的乘积： Qdg ＝(VG －VGS(pl))／RG ·(t3 －t2) 因此， t3 －t2 ＝QdgRG／(VG －VGS(pl)) 由于在此期间漏极电压持续降低，而漏极电流保持恒定，因此 MOSFET 会发生功率损耗。 ④ 在 t3-t4 期间，向栅极充电使其达到过饱和状态。对 Cgs和 Cgd 充电，直到栅极电压（VGS）达到栅极供电电压。由于开通瞬态已经消失，在此期间 MOSFET 不会出现开关损耗。 1.3. 栅极驱动功率 MOSFET 栅极驱动电路消耗的功率随着其频率而成比例地增大。本节介绍了栅极驱动电路（图 1.8中所示）的功耗。在图 1.8 中，通过栅极电阻器 R1在 MOSFET 的栅极端子和源极端子之间施加了栅极冲电压 VG。假设 VGS从 0V 升高至 VG（图 1.9 为的 10V）。VG足以开通 MOSFET。MOSFET 一开始处于关断状态，在 VGS从 0V 升高至 VG时开通。在此瞬态开关期间流过的栅电流计算如下： iG ＝(VG －VGS)／RG 因此，栅源电压计算为 VGS ＝VG －RG×iG。通过对随时间变化的栅电流 iG求积分，可以计算出栅极电荷 Qg。 Qg = ∫iGdt 开通期间，栅极驱动源提供的能量 E 是： E = ∫vG ×iGdt 其中， VG 是驱动供电电压。由于随时间变化的 VG和 IG 的积分是 Qgp， E ＝VG×Qgp Qg和 iG 的关系是：iG ＝dQg／dt。因此，开通期间在 MOSFET 栅极中积累的能量 EG 计算如下：栅极电荷是 VGS在整个 Qg范围内（从 0 到 Qgp）的积分，如图 1.10 中所示。从驱动电源供应的能量减去在栅极中积累的能量可以得出栅极电阻器消耗的能量。关断期间，在栅极中积累的能量就是栅极电阻器消耗的能量。每个开关事件消耗的能量 E 等于驱动电路供应的能量。将 E 乘以开关频率 fsw ，可计算出栅极驱动电路 PG 的平均功耗： PG ＝E×fSW ＝VG×QGP×fSW 栅极驱动电路的平均功耗 PG也可用输入电容表示为 PG ＝E×fSW ＝CISS×(VG)2 ×fSW。但这样计算出的 PG值和实际功率损耗有很大出入。这是因为 CISS 包括具有米勒电容的栅漏电容 CGD，因此是 VDS的函数，且栅源电容 CGS是 VGS 的函数。 2. MOSFET 栅极驱动电路示例 MOSFET 驱动电路的基本要求包括能够向栅极施加明显高于 Vth 的电压，并有为输入电容完全充电的驱动能力。本节说明了 N 通道 MOSFET 的驱动电路示例。 2.1. 基本驱动电路图 2.1 所示为 MOSFET 基本驱动电路。在实践中，设计驱动电路时必须考虑要驱动的 MOSFET 电容及其使用条件。 2.2. 逻辑驱动人们对用于开关应用（负载开关）的 MOSFET 的需求越来越多，它仅在运行时为电路提供导电路径，从而降低了电子器件的功耗。目前在很多应用中通过逻辑电路或微控制器直接驱动 MOSFET。图 2.2 所示为用于开通和关断功率继电器的电路示例。由于负载开关的开通和关断时间可能慢至几秒，可使用小电流驱动 MOSFET 栅极。 2.3. 驱动电压转换（1）驱动电压转换为 15 V 图 2.3 所示为通过数字逻辑驱动 MOSFET 的示例。当在 5V 无法驱动 MOSFET 时，该电路可升高驱动电压。和栅极电阻器 R3 串联连接的 R2增大了栅极驱动电阻，使其难以在饱和模式下驱动 MOSFET 。这样一来减慢了 MOSFET 的开关速度，从而增大了开关损耗。相反，如果减小 R2，会使大漏极电流 ID在 MOSFET 关断期间流至驱动电路，从而增大驱动电路的功耗。（2）推挽电路图 2.3 中所示电路的缺点在于增加数字逻辑的驱动电压会导致驱动电路的功耗增大。通过添加如图 2.4所示的推挽电路，可以解决这一问题。MOSFET 的驱动电流不足时，也可以使用推挽电路。 2.4. 来自半桥或全桥的高位驱动图 2.5 显示了如何在半桥或全桥配置中使用 MOSFET。要开通高位 Q1的 N 通道 MOSFET，必须对其栅极端子施加高于源极端子的电压。由于 Q1源极电压与开通和关断低位 MOSFET Q2不同，因此 Q1和 Q2无法共用驱动电源的同一根接地线。 2.4.1. 使用高压器件和自举电路（如高压 IC）图 2.5 所示为使用高压器件和自举电路驱动高位器件的电路示例。开关频率受限，取决于输出电容和电平转换器的损耗。 2.4.2. 脉冲变压器驱动（绝缘开关）使用脉冲变压器时，无需借助另外的驱动电源。但脉冲变压器在驱动电路功耗方面有一个缺点。脉冲变压器有时用于将 MOSFET 与其驱动器隔离，从而避免驱动电路受到 MOSFET 故障的影响。图 2.6 显示了简易电路的示例。该电路中齐纳二极管的用途是快速复位脉冲变压器。图 2.7 中所示的电路有一个额外的 PNP 晶体管，可提升开关性能. 图 2.8 中所示的电路有一个与脉冲变压器串联的电容器，以便在关断期间向 MOSFET 施加反向偏压，从而提高开关速度。由于电容器阻断了 DC 偏压，它还能防止脉冲变压器达到饱和点。 2.4.3. 使用光电耦合器和浮动电源光隔离器件（光电耦合器）还用于 MOSFET 栅极驱动。光电耦合器输出需要单独的电源。要使用光电耦合器驱动半桥或全桥的高位，需要使用浮动电源。应小心注意光电耦合器的速度和驱动能力。东芝提供专为 MOSFET／IGBT 栅极驱动设计的光电耦合器。 3. MOSFET 驱动电路的电源 3.1. 变压器隔离电源使用的 H 桥上下桥臂、三相逆变器或类似电路驱动 MOSFET 时，必须将上下桥臂的电源彼此隔离。图 3.1 显示了使用变压器的电源示例。通过下桥臂驱动的 MOSFET 可使用同一个电源。因此，H 桥需要三个电源，而三相桥需要四个电源。 3.2. 自举电路可使用由二极管和电容器组成的自举电路代替浮动电源。通过逆变器或类似电路的上下桥臂驱动 MOSFET 时，可在每个相中使用自举电容器 C（如图 3.2 所示）代替浮动电源。一开始，必须开通下桥臂中的器件，通过虚线突出显示的路径从下桥臂电源为电容器 C 充电。每次下桥臂的 MOSFET 开通时，通过该路径为电容器 C 充电。由于上桥臂器件的导通周期与电容器 C 中存储的电荷数量有特定关系，上桥臂的导通周期受限。与输出电压的情况一样，上桥臂的栅极电压波动使其对噪音很敏感。因此，在设计上桥臂栅电路时应注意. 3.3. 电荷泵电荷泵由振荡电路、二极管和电容器组成。电荷泵的每个级可对电容器中存储的电压进行升压。通过上下桥臂驱动 MOSFET 时，可使用图 3.3 中显示的电荷泵来驱动高位。与自举电路不同的是，电荷泵对输出器件的占空比没有限制。 4. MOSFET 驱动电路的注意事项 4.1. 栅极电压 VGS条件的注意事项 VGS 对于 MOSFET 栅极驱动非常重要。MOSFET 在线性区（即电压低于夹断电压）中运行时，其导通电阻较低,因此对于开关应用，您可以在低 VDS 区中使用 MOSFET 来降低导通电阻。 1)当 MOSFET 的栅极电压 VGS超过其阈值电压 Vth 时（如图 4.2 所示）， MOSFET 开通。因此， VGS 必须明显高于 Vth。 2)VGS 越高，RDS(ON)值就越低。 3)温度越高， RDS(ON)值也就越高（图 4.3）。 4)为了减少损耗，必须增大 VGS从而最大限度减小器件在当前使用的电流水平下的电阻（图 4.4）。相反，高 VGS值会增大高频开关情况下驱动损耗对总损耗的比率。因此必须选择最佳的 MOSFET 和栅极驱动电压。对东芝的众多功率 MOSFET 而言，通常建议在 VGS 为 10V 驱动其栅极。东芝的产品系列中还包括用于在 VGS为 4.5V 时驱动栅极的功率 MOSFET。选择最适合您系统要求的功率 MOSFET。 4.2. 栅极电压、峰值电流和驱动损耗如第 1.3 节“栅极驱动功率”中所述，在为 MOSFET 设计驱动电路时，对栅极输入电容充电的驱动损耗和电流非常重要。由于 Qg = ∫dt，开关期间的平均栅极尖峰电流 iG(rush)表示为： iG(rush) ＝Qg／tsw 驱动损耗可计算如下： PG ＝E×fsw ＝VG×Qgp×fsw 增大栅极电压会降低 RDS(ON)，从而降低稳态损耗。但由于 Q ＝CV，因此增大栅极电压会增加 Qg ，从而增大栅电流和驱动损耗。MOSFET 在轻负荷应用中以高频开关时，栅极驱动损耗会显著影响其总损耗。在设计驱动电路时应注意。 4.3. 栅极电阻器和开关特性一般来说， MOSFET 的栅极端子上连接一个电阻器。该栅极电阻器的用途包括抑制尖峰电流并减少输出振铃。较大的栅极电阻器会降低 MOSFET 的开关速度，从而导致功率损耗增大，性能降低以及出现潜在的发热问题。相反，较小的栅极电阻器会提高 MOSFET 的开关速度，易引发电压尖峰和振荡，从而造成器件故障和损坏。因此必须通过调节栅极电阻器值来优化 MOSFET 开关速度。栅极上升时间 tg 和栅极电阻器值 RG 的关系如下： Qg／tg ＝iG RG ＝VG／iG 我们使用模拟法考虑图 4.5 中所示电路的 MOSFET 开关波形。为了评估实际电路，将在模拟电路中插入线路杂散电感。输出振铃的幅度和持续时间取决于杂散电感。我们模拟获取图 4.5 中所示电路的关断波形，将栅极电阻器 R3 更改为 1、10 和 50。图 4.6 显示了模拟结果。如上所述，减小栅极电阻器值会增大 MOSFET 的开关速度，而代价是增大了振铃电压。相反，增大栅极电阻器值会减小振铃电压，同时降低 MOSFET 的开关速度，从而增大其开关损耗。这是由于栅极电阻器值和栅极电压限制了 MOSFET 的栅极充电电流。 4.4. 栅极驱动的注意事项 4.4.1. 栅极-发射极尖峰电压防护在 MOSFET 的栅极和源极之间添加一个外部齐纳二极管，可以有效防止发生静电放电和栅极尖峰电压。但要注意，齐纳二极管的电容可能有轻微的不良影响。 4.4.2. 最佳的栅极电阻器如第 4.3 节“栅极电阻器和开关特性”中所述，开关速度根据栅极电阻器值而有所不同。增大栅极电阻器值会降低 MOSFET 的开关速度，并增大其开关损耗。减小栅极电阻器值会增大 MOSFET 的开关速度，但由于线路杂散电感和其它因素的影响，可能在其漏极端子和源极端子之间产生了尖峰电压。因此，必须选择最佳的栅极电阻器。有时会使用不同的栅极电阻器来开通和关断 MOSFET。图 4.8 4.4.3. 栅极故障预防 MOSFET 的一大问题在于其漏栅电容会导致出现寄生开通（自开通）现象。关断后，MOSFET 的源极和漏极之间形成陡峭的 dv／dt。产生的电流经由漏栅电容流到栅极。导致栅极电阻器中发生的电压降提高栅极电压。该电流计算如下： iDG ＝Cgd·dVDS／dt 图 4.9 显示了电流通路。如果 dv／dt 的斜率极为陡峭，则根据栅源电容与栅漏电容的比率为 MOSFET 的栅极施加电压。如果出现这种情况，可能会发生自开通。如果在二极管反向恢复期间对处于关断状态的 MOSFET 施加快速变化的电压，也可能发生自开通。有三种方法可以防止出现自开通现象：（1）在栅极和源极之间添加一个电容器在栅极和源极之间插入的电容器会吸收因 dv／dt 产生的漏栅电流。该电路如图 4.10 中所示。由于栅源电容器与 Cgs在 MOSFET 内部并联连接，因此栅极电荷会增加。如果栅极电压固定，您可以通过改变栅极电阻器值来保持 MOSFET 的开关速度不变，但这样会增大消耗的驱动功率。（2）米勒箝位电路米勒箝位电路利用开关器件使 MOSFET 的栅极与源极之间的通路发生短路。通过在相关 MOSFET 的栅极和源极之间添加另一个 MOSFET 来实现短路。在图 4.11 中，如果电压降至预定义电压以下，低于米勒电压，则通过比较器提供逻辑高，开通栅极和源极之间的 MOSFET。而这样又会使输出 MOSFET 的栅源通路发生短路，并抑制通过反馈电容器 Crss 和栅极电阻器的电流导致的栅极电压升高。可将关断栅极电压驱动到负值，避免其超过 Vth。但这种方法需要负电源。我们使用图 4.12 中所示的电路模拟自开通现象。自开通由 iDG（dv／dt 电流）和栅极电阻造成，会导致发生误开通。在反向恢复模式中，如果 Q2在电感负载电流通过 Q1 的二极管回流时开通，电感电流会流过 Q2，导致相关的二极管关断。我们研究了对关断状态的 MOSFET 施加高 dv／dt 电压时会发生的情况。为促使发生自开通现象，图 4.12 中只改变了与 Q1相关的栅极电阻器 R4。图 4.13 显示了无自开通现象的波形，图 4.14 显示了有自开通现象的波形。接下来，如图 4.15 中所示，我们为图 4.12 中所示电路在 MOSFET Q1 的栅极端子和源极端子之间添加了一个电容器。该电容器的用途是吸收栅电流（Cgd·dVDS／dt），以便降低栅极电阻器产生的栅极电压，从而降低自开通电压。图 4.16 显示了改进后的波形。由于栅源电容器的添加改变了 MOSFET 开关时间，应一并调整其电容和栅极电阻。参考文档: MOSFET 栅极驱动电路应用说明
2024-09-08
发表了主题帖：别再盲调RC滤波参数了！一文教会你滤波器及设计过程

今天跟大家分享一篇关于RC滤波器设计的文章，在嵌入式系统中可以说，“无滤波器，不嵌入式”，各种传感器信号多多少少会携带一些噪声信号，那么通过滤波器就能够更好的降低和去除噪声，还原真实有用信号。而无源RC滤波器当然是大部分滤波器中首选的廉价设计，并且能较简单数字化为软件滤波器设计，所以软件与硬件滤波在于一个离散数字化的过程，所以整体设计上大同小异。然而大部分工作多年的工程师还在盲调RC滤波参数，多多少少感觉有点凄凉，所以下面的内容能够帮助你更好的认识滤波器及设计过程。当然很多人会问那还有很多复杂一点的滤波器如FIR，IIR等等，其实都大同小异吧，好了废话不多说了，继续看正文！ 01 【时域和频域】当您在示波器上查看电信号时，您会看到一条线，表示电压随时间的变化。在任何特定时刻，信号只有一个电压值。您在示波器上看到的是信号的时域表示。典型的示波器跟踪显示非常直观，但也有一定的限制性，因为它不直接显示信号的频率内容。而与时域表示相反就是频域，其中一个时刻仅对应于一个电压值，频域表示（也称为频谱）通过识别同时存在的各种频率分量来传达关于信号的信息。 02 【什么是滤波器？】滤波器是一个电路，其去除或“过滤掉”频率分量的特定范围。换句话说，它将信号的频谱分离为将要通过的频率分量和将被阻隔的频率分量。如果您对频域分析没有太多经验，您可能仍然不确定这些频率成分是什么，以及它们如何在不能同时具有多个电压值的信号中共存。让我们看一个有助于澄清这个概念的简短例子。假设我们有一个由完美的5kHz正弦波组成的音频信号。我们知道时域中的正弦波是什么样的，在频域中我们只能看到5kHz的频率“尖峰”。现在让我们假设我们激活一个500kHz振荡器，将高频噪声引入音频信号。在示波器上看到的信号仍然只是一个电压序列，每个时刻有一个值，但信号看起来会有所不同，因为它的时域变化现在必须反映5kHz正弦波和高频噪音波动。然而，在频域中，正弦波和噪声是在一个信号中同时存在的单独的频率分量。正弦波和噪声占据了信号频域表示的不同部分（如图1所示），这意味着我们可以通过将信号引导通过低频并阻挡高频的电路来滤除噪声。图1：正弦波和噪声信号频域的不同部分分布 03 【滤波器的类型】滤波器可以放在与滤波器频率响应的一般特征相对应的广泛类别中。如果滤波器通过低频并阻止高频，则称为低通滤波器；如果它阻挡低频并通过高频，它就是一个高通滤波器。还有带通滤波器，其仅通过相对窄的频率范围，以及带阻滤波器，其仅阻挡相对窄的频率范围（图２）。图２：各滤波器频域表示还可以根据用于实现电路的组件类型对滤波器进行分类。无源滤波器使用电阻器，电容器和电感器，这些组件不具备提供放大的能力，因此无源滤波器只能维持或减小输入信号的幅度。另一方面，有源滤波器既可以滤波信号又可以应用增益，因为它包括有源元件，如晶体管或运算放大器（图３）。图3 这种有源低通滤波器基于流行的Sallen-Key拓扑结构。本文将探讨无源低通滤波器的分析和设计。这些电路在各种系统和应用中发挥着重要作用。 04 【RC低通滤波器】为了创建无源低通滤波器，我们需要将电阻元件与电抗元件组合在一起。换句话说，我们需要一个由电阻器和电容器或电感器组成的电路。从理论上讲，电阻—电感（RL）低通拓扑在滤波能力方面与电阻—电容（RC）低通拓扑相当。但实际上，电阻—电容方案更为常见，因此本文的其余部分将重点介绍RC低通滤波器（图４）。图4：RC低通滤波器如图所示，通过将一个电阻与信号路径串联，并将一个电容与负载并联，可以产生RC低通响应。在图中，负载是单个组件，但在实际电路中，它可能更复杂，例如模数转换器，放大器或示波器的输入级，用于测量滤波器的响应。如果我们认识到电阻器和电容器形成与频率相关的分压器，就可以直观地分析RC低通拓扑的滤波动作（图５）。图5：重新绘制RC低通滤波器，使其看起来像分压器当输入信号的频率低时，电容器的阻抗相对于电阻器的阻抗高；因此，大部分输入电压在电容器上（和负载两端，与电容器并联）下降。当输入频率较高时，电容器的阻抗相对于电阻器的阻抗较低，这意味着电阻器上的电压降低，并且较少的电压传输到负载。因此，低频通过并且高频被阻挡。 RC低通功能的这种定性解释是重要的第一步，但是当我们需要实际设计电路时它并不是很有用，因为术语“高频”和“低频”非常模糊。工程师需要创建通过并阻止特定频率的电路。例如，在上述音频系统中，我们希望保留5kHz信号并抑制500kHz信号。这意味着我们需要一个滤波器，从5kHz到500kHz之间的传递过渡到阻塞。滤波器不会引起显著衰减的频率范围称为通带，滤波器确实导致显着衰减的频率范围称为阻带。模拟滤波器，例如RC低通滤波器，总是从通带逐渐过渡到阻带。这意味着无法识别滤波器停止传递信号并开始阻塞信号的一个频率。然而，工程师需要一种方便，简洁地总结滤波器频率响应的方法，这就是截止频率概念发挥作用的地方。当您查看RC滤波器的频率响应图时，您会注意到术语“截止频率”不是很准确。信号光谱被“切割”成两半的图像，其中一个被保留而其中一个被丢弃，不适用，因为随着频率从截止点下方移动到截止值以上，衰减逐渐增加。 RC低通滤波器的截止频率实际上是输入信号幅度降低3dB的频率（选择该值是因为幅度降低3dB对应于功率降低50％）。因此，截止频率也称为-3dB频率，实际上该名称更准确且信息量更大。术语带宽是指滤波器通带的宽度，在低通滤波器的情况下，带宽等于-3dB频率（如图６所示）。图6 图6表示RC低通滤波器的频率响应的一般特性，带宽等于-3dB频率。如上所述，RC滤波器的低通行为是由电阻器的频率无关阻抗与电容器的频率相关阻抗之间的相互作用引起的。为了确定滤波器频率响应的细节，我们需要在数学上分析电阻（R）和电容（C）之间的关系，我们还可以操纵这些值，以设计满足精确规格的滤波器。RC低通滤波器的截止频率（fC）计算如下：图7 我们来看一个简单的设计实例。电容值比电阻值更具限制性，因此我们将从常见的电容值（例如10nF）开始，然后我们将使用该公式来确定所需的电阻值。目标是设计一个滤波器，它将保留5kHz音频波形并抑制500kHz噪声波形。我们将尝试100kHz的截止频率，稍后在文章中我们将更仔细地分析此滤波器对两个频率分量的影响，公式如图8。图8 因此，160Ω电阻与10nF电容相结合，将为我们提供一个非常接近所需频率响应的滤波器。 05 【计算滤波器响应】我们可以通过使用典型分压器计算的频率相关版本来计算低通滤波器的理论行为。电阻分压器的输出表示如图9：图9 图10 RC滤波器使用等效结构，但是我们有一个电容器代替R2（图10）。首先，我们用电容器的电抗（XC）代替R2（在分子中）。接下来，我们需要计算总阻抗的大小并将其放在分母中。因此，我们有（图11）：图11 电容器的电抗表示与电流的相反量，但与电阻不同，相反量取决于通过电容器的信号频率。因此，我们必须计算特定频率的电抗，计算公式如下（图12）：图12 在上面的设计实例中，R≈160Ω且C=10nF。我们假设VIN的幅度是1V，这样我们就可以简单地从计算中去掉VIN。首先让我们以正弦波频率计算VOUT的幅度（图12）：图13 正弦波的幅度基本不变。这很好，因为我们的目的是在抑制噪音的同时保持正弦波。这个结果并不令人惊讶，因为我们选择的截止频率（100kHz）远高于正弦波频率（5kHz）。现在让我们看看滤波器如何成功衰减噪声分量（图14）。图14 噪声幅度仅为其原始值的约20％。 06 【可视化滤波器响应】评估滤波器对信号影响的最方便方法是检查滤波器频率响应的图。这些图形通常称为波德图，在垂直轴上具有幅度（以分贝为单位），在水平轴上具有频率；水平轴通常具有对数标度，使得1Hz和10Hz之间的物理距离与10Hz和100Hz之间，100Hz和1kHz之间的物理距离相同等等（图15）。这种配置使我们能够快速准确地评估滤波器在很大频率范围内的行为。图15：频率响应图的一个例子曲线上的每个点表示如果输入信号的幅度为1V且频率等于水平轴上的相应值，则输出信号将具有的幅度。例如，当输入频率为1MHz时，输出幅度（假设输入幅度为1V）将为0.1V（因为-20dB对应于十倍减少因子）。当您花费更多时间使用滤波器电路时，此频率响应曲线的一般形状将变得非常熟悉。通带中的曲线几乎完全平坦，然后随着输入频率接近截止频率，它开始下降得更快。最终，衰减的变化率（称为滚降）稳定在20dB/decade-即，输入频率每增加十倍，输出信号的幅度降低20dB。 07 【评估低通滤波器性能】如果我们仔细绘制我们在本文前面设计的滤波器的频率响应，我们将看到5kHz时的幅度响应基本上是0dB（即几乎为零衰减），500kHz时的幅度响应约为-14dB（对应于0.2的增益）。这些值与我们在上一节中执行的计算结果一致。由于RC滤波器总是从通带到阻带逐渐过渡，并且因为衰减永远不会达到无穷大，我们无法设计出“完美”的滤波器—即对正弦波没有影响并完全消除噪声的滤波器。相反，我们总是需要权衡。如果我们将截止频率移近5kHz，我们将有更多的噪声衰减，但我们想要发送到扬声器的正弦波也会衰减更多。如果我们将截止频率移近500kHz，我们在正弦波频率下的衰减会减少，但噪声频率下的衰减也会减少。前面我们已经讨论了滤波器修改信号中各种频率分量振幅的方式。然而，除了振幅效应之外，电抗性电路元件总是引入相移。 08 【低通滤波器相移】相位的概念是指周期内特定时刻的周期信号的值。因此，当我们说电路引起相移时，我们的意思是它会在输入信号和输出信号之间产生偏差：输入和输出信号不再在同一时刻开始和结束它们的周期。相移值（例如45°或90°）表示产生的偏差量。电路中的每个电抗元件都会引入90°的相移，但这种相移不会同时发生。输出信号的相位与输出信号的振幅一样，随着输入频率的增加而逐渐变化。RC低通滤波器中有一个电抗元件（电容器），因而电路最终也会引入90°的相移。与振幅响应一样，通过检查水平轴表示对数频率的曲线图，可以最容易地评估相位响应。以下描述表示了一般模式，查看图16可以进一步了解详细信息。相移最初为0°。相移逐渐增加，直到在截止频率处达到45°；在这部分响应期间，变化率逐渐增加。在截止频率之后，相移继续增加，但变化率逐渐降低。随着相移逐渐接近90°，变化率变得非常小。图16 实线是振幅响应，虚线是相位响应。截止频率为100kHz。注意，截止频率下的相移为45°。 09 【二阶低通滤波】到目前为止，我们假设RC低通滤波器由一个电阻器和一个电容器组成。这种配置是一阶滤波器。无源滤波器的“阶数”由电路中电抗元件（即电容器或电感器）的数量决定。高阶滤波器具有更多的无功元件，会产生更多的相移和更陡的滚降，而后者是增加滤波器阶数的主要动机。向滤波器添加一个电抗元件，例如，从一阶到二阶或二阶到三阶，便可将最大滚降增加20dB/十倍。二阶滤波器通常围绕由电感器和电容器组成的谐振电路构建，这种拓扑结构称为RLC（Resistor-Inductor-Capacitor）。但是，也可以创建二阶RC滤波器。如下图所示，我们需要做的就是将两个一阶RC滤波器级联起来（图17）。图17 虽然这种拓扑肯定会产生二阶响应，但它没有被广泛使用。正如我们将在下一节中看到的那样，其频率响应通常不如二阶有源滤波器或二阶RLC滤波器。 10 【二阶RC滤波器的频率响应】我们可以尝试根据所需的截止频率设计一阶滤波器，然后从中选择两个串联连接来，从而构成二阶RC低通滤波器。此举确实可以使滤波器表示出类似的总频率响应，最大滚降为40dB/decade而不是20dB/decade。但是，如果我们更仔细地观察响应，我们会发现-3dB频率出现降低。二阶RC滤波器的行为不符合预期，因为两个滤波阶段不是独立的，因此不能简单地将这两个滤波器连接在一起，并将电路分析为一阶低通滤波器叠加一个相同的一阶低通过滤。此外，即使我们在两级之间插入缓冲器，使得第一阶RC和第二阶RC可以用作独立滤波器，此时原始截止频率处的衰减将是6dB而不是3dB。这恰恰是因为两阶独立工作而导致的。第一个滤波器在截止频率处具有3dB的衰减，而第二个滤波器加上了另外3dB的衰减（图18）。图18 二阶RC低通滤波器的基本限制是设计人员无法通过调整滤波器的Q因子来微调从通带到阻带的转换；此参数表示频率响应的阻尼程度。如果将两个相同的RC低通滤波器级联，则整体传递函数对应于二阶响应，但Q因子始终为0.5。当Q=0.5时，滤波器处于过阻尼的边界，这会导致频率响应在过渡区域中“下垂”。二阶有源滤波器和二阶谐振滤波器没有这一限制；设计人员可以控制Q因子，从而微调过渡区域的频率响应。 1 1 【小结】所有电信号都混合了所需频率分量和不需要的频率分量。不需要的频率分量通常由噪声和干扰引起，并且在某些情况下会对系统的性能产生负面影响。滤波器是以不同方式对信号频谱的不同部分作出反应的电路。低通滤波器旨在让低频分量通过，同时阻止高频分量。低通滤波器的截止频率表示滤波器从低衰减变为显著衰减的频率区域。 RC低通滤波器的输出电压可以通过将电路视为由（频率无关）电阻和（频率相关）电抗组成的分压器来计算。振幅（以dB为单位，在垂直轴上）与对数频率（以赫兹为单位，在水平轴上）的曲线图是检查滤波器理论行为的方便有效的方法，还可以使用相位与对数频率的关系图来确定将要应用于输入信号的相移量。二阶滤波器的滚降更陡峭；当信号不能在所需频率分量和不需要的频率分量之间提供宽带分离时，这种二阶响应比较有用。可以通过构建两个相同的一阶RC低通滤波器，然后将一个的输出连接到另一个的输入来创建二阶RC低通滤波器，但最终整体的-3dB频率将低于预期。
2024-09-07
发表了主题帖：一种降压与过零检测电路

整体原理图先说阻容降压部分，R8、C2、D2、D3、ZD1、ZD2构成常见阻容降压电路，交流电经过半波整流阻容降压后，在两个稳压管ZD1、ZD2两端形成11.2V左右的直流电压（这个电压是提供给后面的12V继电器使用的）。阻容降压电路交流电的正负半周的电流流向分别如下：交流电正半周电流流向交流电负半周电流流向负半周时，D2为C2提供交流通路，D3起到隔离单向截止的作用。阻容降压电路还是比较简单的，下面讲系统电源的供电电路。单片机系统供电为5V，Q2和ZD2组成5V稳压电路，Q2的发射极电压跟随基极电压，基极电压被钳位在5.6V。所以相对于GND1这个参考电位来说，Q2发射极电压为6.3V，因为Q2发射极的电压约为0.7V。我们知道ZD1,ZD2两端的电压为11.2V。根据原理图，稳压管ZD1、ZD2支路是和Q2、EC2这两个器件串联后的支路并联在一起的。分别是下图的支路1和支路2：支路1的电压为已知的11.2V。支路2中Q2的集电极和发射极的电压为上面已知的6.3V。可得知EC2上面的电压为11.2-6.3=4.9V。至此，我们明白了单片机VCC电压是如何产生。以下图片电流流向很好的说明了VCC是如何产生的。最终EC2上的电位差为4.9V 下面来讲讲过零检测电路，在该方案中，过零检测信号是用来给单片机计时用的，一般来说，只要过零检测电路滤波做的好，软件处理的好，计时精度还是能让人满意的。一般情况下会比单片机的内震计时精度要高。D1、R2、R6、Q1组成过零检测电路，交流电正半周时，Q1会导通，交流电的负半周时，Q1会截止。这样在单片机的PA6口就能检测到一个高低跳变的方波，在交流电经过零点的时刻，波形会跳变（波形如下），电网频率是固定的，也就是说每个周期内交流电经过零点的次数是固定的，根据这个道理，计数一定时间内的过零点的数量就能准确的算出经过了多少周期。以上，单片机就是通过这个方法来计时的。方波为过零信号，正弦波为交流电波形交流电正半周时的电流通路交流电负半周时的电流通路，此时Q1截止上图中D1的作用为，在交流电的负半周时，防止Q1的发射结反向击穿，因为三极管的发射结的反向耐压一般只有几伏。加入D1后，负半周时，发射极会被D1给钳位为0.7V，从而保证了Q1发射结的安全。这电路巧妙的地方，用两个稳压二极管人为的制造了两个电压，一个大概5v，一个大概12V，Q2的作用是利用稳压管稳住基极电压来稳住发射级电压，和一个稳压管相比，最大的作用是增加电流。原文链接：https://blog.csdn.net/liht_1634/article/details/131300183
2024-09-04
回复了主题帖：从工程师角度聊聊——你觉得设计一款性能优越的两轮电动车的重点和难点在哪里？

难点电池技术：提高电池的能量密度和循环寿命，同时降低成本和安全隐患，是电池技术面临的难题。平衡控制：两轮电动车的平衡控制涉及复杂的动力学和控制理论，需要精确的数学模型和高效的算法支持。同时，车辆在实际行驶过程中还会受到各种外部干扰和不确定性因素的影响，增加了平衡控制的难度。轻量化与结构强度：在保证车辆结构强度的前提下实现轻量化设计是一个挑战。需要选用合适的材料、优化结构设计并加强制造工艺控制。成本控制：在保证产品质量和性能的前提下降低生产成本是电动车企业面临的重要问题。这需要通过技术创新、规模化生产、供应链管理等方式来实现。
回复了主题帖：从工程师角度聊聊——你觉得设计一款性能优越的两轮电动车的重点和难点在哪里？

那我来回答一下重难点吧。说的对不对的，大家看看，有问题来纠正。两轮电动设计重点安全性设计：电池安全：确保电池在使用过程中不会发生过热、短路、爆炸等危险情况。这需要对电池进行严格的选型和测试，并采用有效的热管理和安全保护机制。制动系统：设计高效、可靠的制动系统，确保电动车在紧急情况下能够迅速停车，减少事故发生的可能性。稳定性控制：两轮电动车的平衡控制是其设计的核心之一，需要采用先进的控制算法和传感器技术，确保车辆在行驶过程中的稳定性和安全性。性能优化：动力系统：电机和电池的性能直接影响电动车的加速、爬坡能力和续航里程。因此，需要选用高效能、低能耗的电机和电池，并进行合理的匹配和调校。轻量化设计：在保证安全性的前提下，通过优化车身结构、选用轻质材料等方式减轻车辆重量，提高车辆的能效和操控性。用户体验：舒适性：设计符合人体工程学的座椅、把手和减震系统，提高骑行舒适度。便捷性：简化操作流程，提高车辆启动、加速、减速等操作的便捷性。同时，考虑车辆的停放、充电等使用场景，提供方便的解决方案。法规符合性：新国标要求：遵循国家关于电动自行车安全技术规范等法规要求，确保车辆在最高车速、整车质量、电机功率、蓄电池标称电压等方面符合标准。
回复了主题帖： QSpice-(6) 蒙特卡洛和高斯分布

好文章~~谢谢楼主分享~~
回复了主题帖： QSPICE特色新功能，感兴趣的可以来看看

xutong 发表于 2024-8-29 14:25 用了一个 step tool 体验感觉怎么样？ QSPICE好玩不？跟其他几款仿真工具比起来
回复了主题帖： QSPICE特色新功能，感兴趣的可以来看看

这个新功能看上去挺不错的~回头也去试试
回复了主题帖：大力推电动汽车，几年后报废的话，电池该怎么处理？

看上去大家对电池回收行业的“崛起”都比较有共同认识了。不知道有没有人蠢蠢欲动想整的。
回复了主题帖：你在运放仿真建模时遇到过什么问题？又有什么小技巧可以分享吗？

如何仿真IP核(建立modelsim仿真库完整解析) 在modelsim中添加xilinx仿真库 xilinx的仿真库secureip 基于orcad的Pspice仿真模型仿真库 Lightpipe光学仿真库 modelsim SE指定Altera的仿真库(骏龙科技）都是从ee下载中心搬过来的。有需要的自己收藏或者在ee搜更具体的需求啦
回复了主题帖：你在运放仿真建模时遇到过什么问题？又有什么小技巧可以分享吗？

打包分享ADI家的SPICE仿真模型文件 https://bbs.eeworld.com.cn/thread-1233543-1-1.html 这个我之前打包的。
回复了主题帖：你在运放仿真建模时遇到过什么问题？又有什么小技巧可以分享吗？

除了各个官网可以下之外，还可以在网上找找有没其他人分享的验证过的库资料。ee这么大个宝库啊，印象中好像之前看贴有网友分享过一波。我去找一下
回复了主题帖：不是都零电压了吗？那ZVS的损耗是怎么来的？

我来回答下吧~ ZVS损耗主要来源于以下几个方面： 1. 开通损耗电压和电流的重叠：在ZVS应用中，尽管开关在电压为零或接近零时导通，但在实际操作中，电压和电流的重叠仍然难以完全避免。这种重叠会导致能量在开关过程中被消耗，从而产生开通损耗。米勒效应：功率MOSFET等开关器件在导通过程中，由于米勒电容的存在，会产生米勒平台时间，这段时间内电压和电流的重叠也会导致开通损耗。 2. 关断损耗硬开关关断：尽管ZVS技术主要关注于零电压开通，但在关断过程中，很多情况下仍然采用硬开关方式。这意味着在关断瞬间，电压和电流会迅速变化，从而产生较大的关断损耗。 VDS和ID电流的交叠：在关断过程中，VDS电压从0开始上升，而ID电流从最大值开始下降，两者之间的交叠区域会产生关断损耗。为了减小这种损耗，通常会采取一些措施，如增加VDS上升的时间，降低VDS上升的斜率等。 3. 死区时间损耗死区时间内的传导损耗：在ZVS应用中，为了防止上下桥臂的开关器件同时导通而导致短路，通常会设置一定的死区时间。在这段时间内，虽然开关器件处于关断状态，但由于电路中的电感等元件的存在，仍然会有电流流过，从而产生传导损耗。 4. 其他损耗开关器件本身的损耗：开关器件在导通和关断过程中，由于电阻、电容等参数的存在，会产生一定的损耗。此外，开关器件的开关频率、工作温度等因素也会影响其损耗大小。
回复了主题帖：从工程师角度聊聊——你觉得设计一款性能优越的两轮电动车的重点和难点在哪里？

感觉大家的重点都偏了呀~~~楼主不是想让大家聊聊设计两轮车的重点和难点吗？？？？
回复了主题帖： QSpice（7）温度和二极管模型导入

谢谢楼主分享~~很精彩~~
回复了主题帖：这款PMIC怎么样？内部结构长这样

看上去不错，主要应用方向有哪些？？？
2024-09-03
发表了主题帖：【固态电池】全固态电池研发现状

全固态电池研发现状尊敬的陈主任、苗部长、各位领导、各位院士、各界的朋友大家下午好！我来给大家报告一下全固态电池的研发现状与产学研协同创新的前景展望。我想讲三点。第一，全球全固态电池的研发背景。刚才陈院士回顾了上世纪70年代开始的关于固态电解质的研究，国内外很多科学家在前期做了很多大量的基础工作。当年陈院士在德国进修，启发他转行的就是早期的固态电解质氮化锂，大概70年代1978-1980年左右形成研究热潮，这是比较早的。当时更早的还有初期的氧化物固态电解质。氮化锂这个物质因为稳定性比较差，所以后来放弃了。另外一个就是硫化物固态电解质，初期的硫化物性能上也不是很好，比如第二期的硫化物，真正爆发的是第三期硫化物。还有其他的比如卤化物固态电解质，也是很早就开始研究，今天在座的孙学良院士是卤化物固态电解质研究方向的领军专家之一。还有石榴石型氧化物，这是我们南策文院士团队的主要研究路线之一。所以我们可以看出从上世纪60年代开始至今，固态电解质的离子电导率数量级从刚开始10-8到10-7到10-3，现在到10-2 S/cm。刚才讲的这些前期的固态电解质都是在10-4、10-5，基于这些固态电解质制成的电池一直无法满足实用要求。1992年液态锂离子电池发明后，迅速产业化并在2000年后逐步应用于电动汽车，引发了新能源汽车革命。近十年来以硫化物固态电解质为代表的新型固态电解质发展迅猛，离子电导率赶上甚至超过液态电解质。第一次是2011年由东京工业大学的Kanno教授发明的，他继续创造奇迹，2016年将离子电导率提升至25mS/cm，2023年最高达到32mS/cm，当然该固态电解质中含有锗元素，成本比较高，所以目前也发展了成本较低的硫化物固态电解质，现在锂磷硫氯是我们用的比较多的固态电解质。受限于固态电解质的发展，在以前早期，固态电池无法和液态锂离子电池媲美，当然到现在也还不能，但是电解质的离子导电率在2011年由Kanno教授发明的这个电解质出现之后引起轰动，引发了这一轮全固态电池的全球竞争。所以在2012年丰田就试制了全固态电池，然后开始不断的有企业增加。大家可以看出全固态电池的论文在2011年之后呈现爆发式增长，原先是在三五百篇，现在到三五千篇，增长了十倍。现在大家越来越有共识，全固态电池是公认的下一代电池的首选方案之一，被列入中国、美国、欧盟、日韩等主要国家的发展战略，也成为下一代电池技术竞争的关键制高点。从全球固态电池产业布局来看，中国的企业大概是最多的，然后是日本，日本企业虽然不多，但是实力很强。美国主要是一些创业企业。欧洲主要是和美国的创业企业合作，然后韩国也不多，但是力量很强。我们首先看一下日本，日本应该说是举国家之力推动全固态电池商业化，他们也有官-产-学联盟，丰田、本田、日产，目前在全球，既做全固态电池研发又搞整车生产，在电池与整车性能匹配结合方面会比较有优势。其中丰田做的是最早也最深的，现在日产也发布了他们试生产和产品上线的时间节点，本田也发布了。所以不是丰田一家，而是他们整体的一个行动。另外就是韩国，韩国的汽车厂倒是不积极，但是韩国有三大电池厂，应该说目前是全球居于第二位的电池产业大国，虽然它的电池厂不多，但是这三家实力是很强的，在全固态电池方面这三家都还是取得了实质性的进展。尤其是三星，我们现在国内还有很多单位在复现它们做出的全固态电池。美国与日本不同，基本上是一些创业企业，美国一向是以创业企业为主导的。大家知道电动汽车企业特斯拉也是以创业为特色的企业，不管哪一行都是创业企业在先导，反而大企业并没有介入太多，他们的汽车厂也没介入，他们没什么电池厂，所以基本上都是靠创业企业。那么这些创业企业靠什么支撑？一个方面当然靠股市，另外一个方面靠欧洲车厂。比如Solid Power和宝马合作，比如说Quantum Scape和大众合作，最近两家都发布了消息，尤其是Quantum Scape股市涨得很好，因此它们发布了一个产品。总之，目前全固态电池产业路线图不是一家公司，是很多公司，而且是具有实力的公司，基本上产业化时间都是在2027-2030，那也就是说大家都聚焦到这个时间，那这不是偶然的，是有一定共识的。第二，中国全固态电池的发展需求。中国要不要发展全固态电池？我们要讨论一下这个问题。我们中国是目前电池的领先国家，好像也不用担心，就算是全固态电池搞出来，就算是2030年产业化，要想替代液态锂离子电池50%市场份额至少需要二十到三十年。但是电动车现在也就只替代了30%，全球就惊呼中国车要领先了，不需要到50%，到1%就已经预警了。当年我们新能源汽车市场占有率达到1%的时候，大概2016年全球开始向电动汽车转向，对于汽车技术而言1%是很重要的市场份额，所以市占份额不需要替代到50%，替代1%就已经具有突破性意义。我们现在的情况是，液态锂离子电池产业发展取得辉煌的成就，十年来动力电池能量密度提升3倍，成本下降80%以上。我们电池的产量也接近全球70%，这个值得骄傲和肯定。可是如今，电池行业也面临产能过剩、行业内卷。现在电池行业一个方面是低成本电池的成本不断下降，技术门槛比较低，门槛低来的人就多，很多民营企业有钱的都要进来。但与此同时我们并没有完全满足电动车客户的需求，比如说超级快充，350千瓦以上，怎么在全寿命周期内不析锂、不影响寿命、不发生安全事故，这是一个很大的挑战。低温续航，也是一个挑战。经常有人抱怨。还有体积能量密度，大家知道国外的厂家，比方说在欧洲，德国厂家都提出在2026年，负极硅的含量要达到接近50%，我们现在只有百分之几就受不了了，因为膨胀率太高，50%怎么达到？50%的硅这对寿命会有极大的影响。为什么要这么做？体积能量密度还要进一步提升，毕竟磷酸铁锂电池的体积能量密度还是偏低的。当然我们不是没有技术方案，但是我们面临着技术门槛不断提高的挑战。另外我们看一下锂离子电池的技术创新周期。大家知道光伏电池的创新周期大概十几年换一代，锂电池会长一些，我个人认为大概30年。我们大家知道锂离子电池从手机到动力电池是从2000年左右开始的。第一个十年，从手机电池到动力电池，首先要处理的问题就是安全。现在还在继续解决，但有的领先企业基本上解决了。现有的比能量下应该可以解决，但是比能量再提升呢？大家会反问比能量为什么还要提升？问题是如果比能量提升了，成本不用提升太多呢，是不是就要颠覆？近十年来，智能化技术逐步在电池行业应用，近几年我们现在还在解决，行业内卷急需提质降本增效，用什么办法？数字化转型。就是电池全生命周期全链条智能化。那么下一个十年，或者现在已经开始的十年我认为是材料换代，因为刚开始我们就是材料换代导致的。为什么我们能够将锂离子电池应用到汽车上呢？就是因为有三元和铁锂电池，电池刚刚装车时候不断烧车，所以那时候锂离子电池根本不被看好。新能源汽车国家科技专项到2005年才勉强把锂离子电池作为重点，在这之前还是铅酸电池和镍氢电池。后来由于磷酸铁锂和三元电池材料创新，锂离子电池成为动力电池的主流。现在我们又到了新一轮材料创新周期了。这个周期我认为要到2030年左右，也就是全固态电池有可能2030年左右实现产业化。我们面临国内外竞争加剧，虽然我们有世界第一，但是我们要居安思危。发展方向就是低碳化、智能化、固态化三个方向。下面我重点说一下固态化。什么是全固态电池，为什么要搞全固态电池？因为全固态电池具有技术颠覆的性能潜力，不是说它有这个能力，是有这个潜力。为什么？首先说高安全性。从液态到固态，硫化物固态电解质的热稳定性可以保持到300°C，液态电解质是100°C就要蒸发了，所以它增加了200°C的安全空间，我们也专门做过全固态电池的安全性，至少可以提升200°C，这个对我们正常的工作范围是有安全保障的。第二个就是高能量密度，当然现在并没有实现高能量密度，但是它有这个潜力。不仅从单体电池，而且从电池模组的角度也有这个潜力，因为它可以做成双极板。现在的液态单体电池必须把它包起来，不然的话电解液漏液就会短路，将来是固态电解质，不需要包起来了，既然不需要包起来，我们没有必要用那么多外壳，就像燃料电池一样串叠起来就可以了，这是它从单体和模组两个方面都可以提升能量密度。第三，就是高功率特性，我们现在液态锂离子电池的离子传导是叫运载模式，我们要溶剂化，再要脱溶剂化，通俗讲就是离子在液态电解质中移动需要“坐船”，但是锂离子在固态电解液中间是跳跃模式，它传递速率更高，这就导致充电的速度可以大幅度提高，这就是它的高功率特性。这个快充和我们现在的快充不一样，现在的充电速度如果太快就会析锂，负极电位低到零就会析锂，因为锂离子都堆在负极的门口进不去，就会导致极化增加、电位下降，导致析锂。这个问题我们到了全固态电池之后是可以解决的。第四个就是温度适应性，大家知道我们现在的液态电池在低温环境下续航里程不理想。液态电解质，锂离子导率和温度直接相关，全固态电池的电解质在-30°C和100°C的范围内都不会凝固，不会气化，所以温度适应性很好，不需要我们搞那么复杂的热管理，也不会因为冬天大幅的容量下降。最后一个就是材料的选择范围更广了，因为固态电池的电化学窗口要宽，比方说卤化物抗氧化特性非常好，可以适应高压。比方说硫化物适应低电压，现在也有人把这两个配合起来，就可以做成电化学窗口很宽的电池，这样可以把电压进一步提升。这样一些特性是可以同时满足的，不像液态电池一方面性能好了另外一方面性能就不好了。比方说比能量高了，但是充电速率降下来了，也可能是电池寿命缩短了。再比如说充电倍率性能提升了，可能循环寿命就降下来了，固态电池不是这样的，如果充电倍率提升，电池寿命反而会有增长趋势。我们做的实验表明，1C循环1000次，5C反而可以循环10000次，它与液态电池的特性是不一样的。所以我们认为全固态电池是动力电池重要的发展方向之一。现在全球固态电池是以全固态电池为主，国外基本上是以全固态电池为主的，全固态中又以硫化物电解质为主，这是两个特点。这两个为主也是我们很需要值得思考的。现在氧化物由于它的离子导电率相对偏低，另外过硬、过脆，现在都逐渐转向固液混合。聚合物也一样，电化学窗口比较窄，电导率更低，现在也是转向固液混合。卤化物应该说有潜力，但是目前还在实验验证阶段，所以国外选择的基本上是硫化物全固态电池。硫化物，第一，离子导率最高；第二，材料比较软，固固结合的时候，等静压可以让它比较好地结合。但是硫化物也有很多问题，空气稳定性、化学稳定性都很不好，还有很多问题需要解决。那么当前中国呢？固态电池技术路线是多元化，我们是以固液混合为主，这和国际上是不一样的，国际上是全固态为主。固液混合当然就是氧化物和聚合物电解质等的结合为主，硫化物在国内并不是主导技术路线。我们现在国内做固态电池的单位是很多的，当然有很多原先也是做全固态的，后来转向半固态，产业链也比较完整，而且现在很多原先是创业企业做，现在好多主流电池厂也都在做固液混合、半固态。有些企业也在尝试装车。半固态电池的特点是固液混合的电化学原理与液态锂离子电池还是相同的，不属于颠覆性技术，是提升安全性的技术之一。半固态电池正在试装车，但是良品率、电池成本、充电倍率、循环寿命这些问题还需要解决。就是大规模生产，我们还需要提高良品率、降低电池成本，而且充电倍率一般会有所下降，循环寿命也会很难跟液态的进行比较，这是我们需要解决的问题。从全行业看，我们既要发展这种渐近性的半固态技术路线，但是我们又要防范激进型全固态技术路线带来的颠覆性风险。这种风险在哪里？就像十几年前汽车电动化转型时期，就是在选择是混合动力还是纯电驱动，当时就引起大讨论。后来国家汽车战略选择了纯电驱动，包括了纯电动和插电混动，而把油电混动不作为主要的方式，这个情形和今天是类似的。我更早期是做内燃机电控的，那时候搞柴油机电控，也有两条技术路线，一条就是渐近性的，搞电控泵，还有一条技术路线就是高压共轨型，苗部长知道，当时我们就是这两种，不知道该怎么选。企业说高压共轨系统中，高压油管内压力达到两千个大气压，这不就是一个炸弹吗？没有人敢做。但是最后电控泵是过渡，共轨成为主流，这已经几次出现这样的情况。所以我引起大家的思考，有风险，以固液混合为主的路线要搞，但是全部依赖它是有风险的，我们要防范全固态电池技术路线带来的颠覆性风险。在全固态电池技术方面，目前国内外专利的布局差距是比较大的，刚才说了丰田是1300多项。我们国家近五年在加速，但是我们查了一下，数据来源是“智慧芽全球专利数据库”，截止2023年10月，国内公司有关全固态电池的专利，最高没到一百项。这其中我的院士工作站，四川新能源汽车创新中心有限公司，全固态电池专利授权排国内第二位。下面我就简单介绍一下我的团队电池相关研发的情况。我的团队有三大研发板块，电池储能、绿色氢能、智慧能源。模式叫问题导向、学科交叉、创新创业，推动我国新能源汽车发展与新能源技术革命。其中电池板块的校外基地在宜宾，也是国家市场监管总局的重点实验室。我们聚焦电池安全研究与新型电池开发，这里面包括了被动安全研究与高安全电池开发、主动安全研究与智能型电池开发、本征安全研究与全固态电池开发。首先，关于高安全电池。我们采用了本征安全电解液+原位聚合技术，我们用聚合单体，把液体尽量地去掉。我们用聚合网络来束缚锂盐，抑制锂盐与负极的放热副反应，用一个高热稳定性聚合网络的包覆层，减缓正负极接触的热失控反应。高安全电池的热失控温度提升接近50°C，可以通过170°C 30分钟的热箱测试，可以达到360Wh/kg，而且可以基本保持原来的充放电倍率，因为不用固态电解质，成本也没什么太大变化。第二，智能型电池。首先我们是开发传感器，包括智能端盖、智能隔膜、智能集流体，我们把隔膜变成电位传感器，智能端盖植入芯片等，而且是无线BMS，现在我们首先应用的场景就是储能电池。动力电池容量偏小，装传感器会增加成本，现在储能电池500Ah一个，成本增加比例很小，而且大安时电池需要智能化，一旦出现一个电池安全问题，那是毁灭性的。第三，全固态电池。高安全电池和智能型电池都为全固态电池打下了基础。与此同时，我们觉得全固态电池开发首先要把工具搞好，我们要能看、能算、能制，也就是表征手段、全套仪器，要看到原子，要能算，从原子算到模组，而且看和算结合，看完了立即算，现在正在加上人工智能。另外就是制备装备，三个东西是我们跨学科的最有力的武器。借助这些手段，我们提出硫化物复合电极制备新方法，正极容量高的可以做到235mAh/g，新提出的硅负极低成本制备方法，容量可以到2400mAh/g，同时研发安时级硫化物全固态电池样品，初步打通硫化物全固态电池装配流程，目前还是样品，我们也还面临一系列的技术和工程瓶颈。第三，全固态电池难题与协同创新。全固态电池目前面临的挑战是巨大的，具有跨学科的特性、技术门槛极高，包括材料界面、工艺、产业链、设备等，下面分别说一下。首先是全固态电池的科学技术挑战。全固态电池产业化仍然面临一系列的科学难题，需要从关键材料、界面、复合电极、单体电池不同层面进行解决。比方说材料层次，硫化物电解质化学稳定性、空气稳定性很差，批量生产很难，基础硫化锂很贵，我觉得首先要把这个价格压下去。现在自己做比买要便宜80%，所以做硫化锂需要把规模做上去，把成本压下来，不然的话大家都自己做。另外一个就是，硅碳负极的问题是体积膨胀大，而锂负极现在还不成熟。在界面层面，电极材料、固态电解质的界面相容性，包括界面的副反应，固-固界面机械接触和体积变化等，我们现在要加压，制备的过程中加很大的压，多大？得5000个大气压以上。而且我们这个界面很复杂，有空间电荷层等等，要寻找新的材料作为过渡层，这些都要材料的创新。第三是电极层面，高面载复合电极应变条件下的电荷输运缓慢，电解质本身10个mS/cm可以做，做成隔膜就不行了，做成复合电极就更差了。还有机械失效等问题。最后是电芯片层面，环境控制成本高，因为空气稳定性问题，只能在手套箱里面做，这也是大问题。等静压压制方式的效率低， 5000个大气压压制，这个制作效率比较低。另外电芯做大做厚很难，然后还有车载工况下的电芯性能综合评估目前也没有相关的评价标准。第二方面，全固态电池的工艺设备挑战。如果我们用湿法工艺，大概能保留一半的现有设备。如果我们用干法工艺，三分之二的设备都不能用了，都要用新设备，这也是我们面临的问题。所以我们必须要设备厂商同步。第三个问题，产业链挑战。中国电池产业链是全球最强大的。但是现在如果做全固态电池，那么我们从原料到基材生产、电芯/电池包装配、电池生产应用到电池回收，全生命周期的产业链都会造成巨大的冲击。所以这些问题都需要一个个解决。当然我们也不要被这些困难所压倒，虽然它面临一系列技术挑战，但现在国外已经取得重大的进展。但中国全固态电池的研发目前来看认识还不统一、力量比较分散、产学研不协调，需要联合起来建立协同创新平台，共同突破全固态电池产业化的关键技术，这就是我们要建平台的目的。我们在中国产学研合作促进会的支持指导下建立“中国全固态电池产学研协同创新平台”。在政府的指导下做一些服务性的和协调性的工作，包括三个平台：科研服务平台、基础研发平台、产业协作平台。首先第一个平台就是科研服务。包括政策研究，我们要对国外信息的收集整理进行政策研究，提供给政府参考。第二，公众宣传，不要唱衰我们的电池行业，要引导公众。当然还要资金筹措，今天来了很多金融界的嘉宾，金融界要投资。地方政府现在也有产能过剩的忧虑，所以我们对地方政府也是有吸引力的。另外就是成果转化，帮助企业落地，这是我们要做的工作。第二个就是基础研发。对于没有进入竞争性的技术我们还是可以联合研究的，我牵头过中美电动汽车合作，当时我们就说凡是基础研究我们可以合作，凡是技术开发各申请各的专利，很简单，大家在一块儿还挺好的。然后就是数据库，现在我们数据库缺乏，各搞各的，数据很少。还有就是数据不一致，因为没有统一的评价流程和方法，前面我们看到日本专门成立了一个搞评价的中心，评价要统一的。另外，大家知道现在仿真、算力变得越来越重要了，它正在颠覆我们材料研发的模式，所以这也是我们可以合作的。第三，产业协作平台。协作就是co-operation，有一个故事说刺猬和刺猬在一块儿，离的太远了冬天挺冷的，离的太近了大家又互相扎得慌，最终选择相对平衡的位置，这就是协作的定位。协作包括什么？工艺装备，比方说我们等静压机不要搞十家八家，现在国内有不错的，大家共同支持起来。比方说硫化锂、固态电解质，能不能集中一下，让它有规模。再比如说其他工艺装备，现在很多工艺装备都要重新开发了。再就是产业分工的问题，还有就是测试平台，我们肯定是利用已有的资源然后共享测试资源。技术攻关方面，不管怎么说我们可以交流。今天南院士、孙院士、黄院士都在这儿，他们也很有经验，明天我们有一个圆桌会议交流交流。总之，我们要协同合作，如果能够做得好就搞个联合实验室，不强迫。最后我做一下展望。首先，人工智能正在改变材料的研发范式，将大幅度加速全固态电池的研发速度。因为材料科学的研发范式正在被颠覆，大家知道Alpha Go颠覆了围棋，Alpha Fold颠覆了蛋白质预测，前两天Alpha Geometry颠覆了数学，最近我们看到Nature上面也有文章，谷歌的DeppMind的AI+DFT，还有无人实验室全套机器人，然后加上AI，短时间内发现了220万个可能的稳定结构，和40多万个材料合成。这是给我们助力的，我们已经处于一个新的时代，人工智能的时代，不要用过去推论未来，这个时代会颠覆材料的创新模式，也就不是以前的试错法，不是以前大家在实验室试错，将来是24小时的黑灯实验室，还有大算力的计算平台帮我们算，这会大大加速。这会对2030左右实现全固态电池产业化突破增加了确定性。展望中国动力电池材料体系的研发和产业化发展趋势，我们要低成本电池，低成本电池很重要，现在的产业主体，但是同时我们也要高比能电池，我们要两头发力，光一头不行。高比能电池我们认为在2030左右全固态电池产业化突破的可能性极大，我们要敲响警钟，我们要全力以赴，我们要只争朝夕，要有这个紧迫感，让我们共同努力，实现中国电池产业持续引领全球。注：文中观点仅供分享交流，来源于网络，转载文章的版权归原作者所有，如涉及版权等问题，请您告知，我们将及时处理并删除！
2024-09-01
发表了主题帖： ADC采集电路前级为啥加一个电压跟随器？

大家都知道电压跟随器具有高输入阻抗，低输出阻抗的优点。输入阻抗很大时，跟随器相当于和前级电路断路，和自恢复保险丝原理一样，通过高阻抗断开电源电路。电压跟随器输出阻抗很低，相当于和后级电路短路。后级电路的输入电压值，等于电压跟随器输出端的电压值。电压跟随器输入端和输出端的电压值基本一样大，增益为1。在ADC采集电路中，如果精度要求不高的情况下，通过2个电阻分压，将分压后的电压值传输给电压跟随器。有些电路设计师直接将分压后的电压值，直接接到CPU自带ADC的引脚，或ADC芯片的采集引脚。在实际的项目中，这样采集到的电压值和理论电压值误差较大，在软件设计中，通过程序对采集到的值进行补偿，补偿后的电压值和实际电压值一样。采集到的电压值和实际电压值不一致的原因，主要ADC采集端也有一个阻抗，外部分压电阻和ADC端电阻值并联后，整个分压电阻值发生变化，因此ADC采集到电压值和理论值不一样。例如：项目需要对一个电源电压5V进行监控，采用单片机自带ADC，单片机的工作电压为3.3V。因此，需要对5V电压进行分压，上端分压电阻20K，下端分压电阻10K，分压后传输给ADC的电压值为1.67V。实际ADC端也有一个电阻值，假设这个电阻值为10K，这个ADC端电阻值和分压电阻10K并联后，阻抗变成5K，实际ADC采集到的电压值为1V。电压跟随器还起到隔离作用，保护后级电路。所以很多ADC采集电路，在前级都会加上一个电压跟随器。
2024-08-31
发表了主题帖：能把地接好的，才是真高手

接地是电路设计中最基础的内容，但又是几乎没人说得清的，几乎每次交流都会有人问到“老师，有没有一种通用的接地方法可以参考啊?”如果想知道这个问题的答案，请继续耐着性子读下去。我先给出一个斩钉截铁的答案：“没有”。那咋办呢，我们总不能像中国的厨师一样，教徒弟炒菜时，用到的配料都是“少许”“颜色微黄”“微焦”等感觉性词语吧，当然不是。第一部分基本电源和地线的基本设计原则地线和电源线的噪声理想的地线电阻为零，但现实中地线总是有一定的阻抗的。尤其是高频信号时，地线的阻抗变化会增大，因而产生噪声。同样的问题对电源线也一样。当地线噪声严重的时候，电源噪声一般也很严重。（1）使地线的电位稳定。（2 ）为了安全。地线和箱体接地的目的是什么？尤其有高电压（数十伏以上）的电路时，屏蔽箱体必须接地。否则，一旦发生漏电，人接触时会触电。导线的高频阻抗导线越粗电阻越小，但如果长度太长的话，由于电感效果而使得阻抗也会增加电感效果而产生的阻抗。电感效果而产生的阻抗尤其地线出现环路时，地线的电感会大幅增加，阻抗也会大幅增加，同时也会成为环状天线。地线是较长直线时，也会成为天线。尤其地线出现环路时，地线的电感会大幅增加，阻抗也会大幅增加，同时也会成为环状天线。地线是较长直线时，也会成为天线。因此，地线应尽量“短、粗、直”。大地是指？大地并不见得非得是地球，尺寸比较大的导电体也可以作为大地，如飞机机体。下图中，更低阻抗接到比较大的导电体的方案更好，b要比a好。原则一：不要做出共通阻抗回路A是回路B和回路C的共通阻抗。回路A动作时会影响到回路B和回路C。原则二：单点接地所有的电路部分尽可能地一点接地。即使共同阻抗非常小，但是仍然有影响。单点接地效果更好原则三：空的地方尽可能的布成地或稳定的电源右边为非走线区域GND覆铜，有明显改善。双层板时，一般一面空白处全布成地，另一面布电源和信号线。四层以上的PCB板，一般都会把GND和电源做成内电层，改善回路阻抗。第二部分 AC电源的设计要求 AC电源线是个非常大的噪声源！因为： 1、AC电源线连接着很多仪器设备，互为噪声源（开关电涌，电流变化噪声等） 2、AC电源线本身是个大天线，收噪声、发噪声。 3、AC交流频率本身也会成为噪声。日本AC电源的品质：红：最高电压；绿：平均电压；黑：最低电压；紫：频率X2Hz。第三部分直流电源和地广义的直流电源有两种：线性电源：—简单但效率低；开关DC电源：效率高但噪声大。仪器中电路板较多时，每块电路板分别使用DC电平转换对抑制各板间噪声的相互影响有好处 • 电路板中的电源线和地线要尽可能使它们的共通阻抗小。 •对低频模拟信号电路，尽量用一点接地，电源也尽量这样做，不过电源的一点连接没有地线的效果大。 •对高频信号电路应大面积布地（信号线层的空处全布地，信号层的相对应的层尽量全布地），电源线也尽可能这样做。实在不行可用多层板，中间层布成地和电源。去耦电容的基本规则去耦电容至少应有两级。二级去耦电容要尽量靠近IC否则效果就会下降。第四部分仪器箱体和布线电磁骚扰传播或耦合，通常分为两大类：即传导骚扰传播和辐射骚扰传播。通过导体传播的电磁骚扰，叫传导骚扰；通过空间传播的电磁骚扰，叫辐射骚扰。上图传染病的模型非常近似： 1、要尽量减少箱体上的孔和縫走线要越短越好 • 信号线的往返两根线要越接近越好。 • 尽量用对绕线。 • 不要形成环路。 • 相互容易产生影响的线尽量使它们直交。 •使用束线和排线时要尽可能地短，容易相互影响的信号线不要临近，不同的排线不要平行使用束线和排线时要尽可能地短，容易相互影响的信号线不要临近，不同的排线不要平行。 • 特别要注意的是：AC 线不要和其它线接近。第四部分接地问题的本质为了更好的明了接地的技巧方法，下面将不再讲究任何的文字技巧，而是一针见血的道出接地问题的本质来。接地方式←接地目的←接地的功能，所以采取哪种接地方式，要看地是哪类地，这类地的作用目的是什么，这两个问题解决了，接地方式则可水到渠成。接地的目的决定了接地方式。同样的电路，不同的目的，可能都要采取不同的接地方式。这个观点一定记住。比如同样的电路，用在便携设备上，静电累积泄放不掉，接地的目的是地电位均衡;用在不可移动的设备上，一般会有安全接地措施，对静电泄放的接地目的是导通阻抗足够低，尤其是对于尖峰脉冲的高频导通阻抗。 1、从性能分，接地分成四类：安全接地、工作接地(数字地、模拟地、功率器件地)、防浪涌接地(雷击浪涌、上电浪涌)、防静电接地。前文书中讲过，“接地的目的决定了接地方式”，目的即指其实现的功能。基本上所有的接地都可以归结到这四类里面来。每个接地前都要先明确该接地属于哪一种。 2、接地追求的目标是地阻抗低、地稳定、地均衡。地阻抗低很好理解，用粗的线缆即可，但有一个问题一定不能忽视，比如我通过一个大电感接地了，如果地线上跑的地电流的波动频率是0.00000001Hz，这个大电感的感性效应表现得就很不明显，等同于直接接地了，但如果波动电流是1000000Hz的话，感抗=j ω L=j 2 π f L，就显得很大了，这种情况下，相当于高频接地很差。各位看官可能会说了，你胡来吧你，谁会用个大电感接地呢，第一是在某种状态下会有这种方式的，第二是即使不这样接个电感，普通电缆的走线电感在高频下也是不容忽视的。总结为一句话，低频接地 ≠ 高频接地。即低阻抗的接地要分析是属于高频还是低频的接地。地稳定是比较好理解的，一般来说，接地阻抗足够低的话，地电流泻放容易，且不会在底线上产生啥子压降，就如一个超大的电容，电荷的海洋，具有无限宽广的胸怀，多少进来都波澜不惊。地均衡比较容易被忽视，对于一个信号来说，有用部分是两条线上的压差，如果地线漂移了，两条线上对地线的压差同等的上升或下降，即差模电压值维持不变，共模电压发生变化，其实电路功能是照常实现的。就像水涨船高，您比我高3cm，站在船上，船上浮了，您依然还是高我3cm。这种情况在静电防护的时候常用到，一个静电脉冲通过空气打到电路板上，针对局部的电路，距离远近的不同，肯定会导致产生静电感应的压差。这时候用一块金属板隔一下的话，即使该金属板浮空，对金属板后面的电路板来说，感应的将是均匀的电场，虽然感应干扰仍然存在，但起码电路上是基本均衡的。当然如果此金属板接地更好啦。当然共模电压一般不会维持住，因为传输线的阻抗不均匀，往往会转成差模电压干扰，地均衡的问题最好不要让我们面对，但没办法的时候，如浮地设备，不得不受到静电冲击的电路板，防护时候要考虑地均衡问题。 3、共地阻抗耦合干扰共地阻抗耦合干扰是接地里面每天都要面对的核心问题，并且几乎逃避不开。就像电影院里散场的时候，你从最里头的一号厅出来，没几个人，走来很通畅，突然二号厅也散场了，一下子通道就拥挤了，再继续前行，坏了，三号厅正在放观众入场，一下子，人流就波动起来了。这和共地阻抗是一个原理，通道相当于地线，人相当于电流。如果一、二、三号厅流动的人差不多，相互之间影响不太大，但如果3号厅是大厅，人员是一、二号厅的好多倍，那进出三号厅的人员将会对一、二号厅人员流动速度的影响很大。一、二、三号艇的客人都要走过的这段路就成了共地阻抗。以下图为例，图1中，RAB段的电阻就是共地阻抗部分，流过这段的地电流Io、Ia、Id三部分在这段会相互影响；如果这三个电流差别较大，差出了1-2个数量级的话，相互之间的影响就不可以忽视了，尤其是某个弱地电流支路是用于定量测量、放大或AD转换电路的时候；图2则把Id对另外两个之路的影响隔离掉了；图3则是三个地电流全部分别隔离了。 4、较通用型的接地方法这个标题用了个“较”字，是有原因的，因为通用的接地方法根本不存在，这只是个基础的模型，真正使用中的时候，还需要结合实际情况灵活变通处理，就像语言，同样一句话“你讨厌”，用不同语气讲出的时候，传递的信息可是千差万别。基本思路是，在设计上，把安全保护地、工作数字地、工作模拟地、工作功率地、雷击浪涌地、屏蔽地先确保各自独立的单独连接，最后在系统联调的时候，再根据各地之间要解决的问题，即根据接地的目的，将这几个地按照下列的之间的联接方式处理下，连接方式包括： a、地——地间黄绿导线直联这种接法最好理解，就是简单的使两个地可靠的低阻抗导通。但切记，此种接法仅限于中低频信号电路地之间的接法。因为这类导线上有一定的走线电感和走线电阻，对高频波动地电流，在电感作用下，电缆起到的是大阻抗的作用，相当于低频接地，高频下大阻抗接地了，基本不能实现高频下的可靠导通。 b、地——地间宽扁平电缆直联扁平电缆主要是解决上面导线直联不能解决的问题，静电测试工作台的接地电缆不用直线就是这个道理，它在高频下可以实现地阻抗对地导通。 c、地——地间大电阻连接大电阻的特点是一旦电阻两端出现压差，就会产生很弱的导通电流，把地线上电荷泻放掉之后，最终实现两端的压差=0V，这个特点在希望电荷泻放，但又不希望快速泻放的时候，会表现得淋漓尽致。生产工作现场的防静电台垫，导通电阻一般是10^6-10^9欧，就是这个目的。防静电台垫相当于是工作电路板的地与保护大地间的大电阻。c地——地间电容连接电容的特性是直流截止，交流导通，对希望实现这类功能的场合可以考虑采取此方法。比如一个开关电源供电的产品，外壳和保护接地连接，里面的电路板上的地有杂乱波动干扰，但又无处泄放的话，在24V、12V、5V等的直流电源地与保护接地间跨接大电容，波动可以被泄放掉，但直流成分能保证是较稳的；注意，这种情况下，保护地和外壳地的稳定不能保证的话，效果可能会适得其反哦。 d、地——地间磁珠连接磁珠的特性需要明确一下，很多工程师经常把磁珠与电感划等号，这是根本性错误。磁珠等同于一个随频率变化的电阻，它表现的是电阻特性，是耗损性质的；电感则是储能性质的，相当于削峰填谷。所以跨接磁珠的地之间一般是有快速小电流波动的状态，因为磁珠会饱和，电流太大了，它消耗不了。一般用在弱信号的地——地之间。 e、地——地间电感连接电感具有抑制电路状态变化的特性，通过电感的连接，可以削峰填谷，对于有较大电流波动的地——地，跨接电感可以解决这个问题。 f、地——地间小电阻连接小电阻要解决的问题是增加了一个阻尼，阻碍地电流快速变化的过冲，在电流变化时候，使冲击电流上升沿变缓，相当于晶振输出端、总线输出端为减少过冲振铃的匹配电阻。 5、安全地、防雷击浪涌接地的接法因为雷击浪涌、安全地的电流一般会远大于信号电流对人的危害，这两个接地建议分别单独接到大地，在真正的大地处单点相接，尤其是防雷击接地。接地这个问题与我们的关系，最熟悉又最陌生，最简单又最复杂，最易上路又最难达到终点。希望通过粗浅的总结，为我们浮在云里雾端的接地设计提供一个落地的云梯，使接地的设计真正能接到地气上来。看过文章还不过瘾，我们又为学习电源的小伙伴们放上一波设计小贴士哦~~ 电源管理设计贴士1：为您的电源选择正确的工作频率电源设计小贴士2：：驾驭噪声电源电源设计小贴士3-4 : 阻尼输入滤波器电源设计小贴士5：降压控制器的使用 >>>>>更多电源设计小贴士知识，尽在EEWorld电源站