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定向耦合原理及应用 概述 定向耦合器是一种四端口网络，如图1所示。  定向耦合器是无源和可逆向网络。理论上，定向耦合器是无损耗电路，各端口是均匀匹配的。图（1b）定义了定向耦合器各端口的属性。当信号从端口1输入时。大部分信号从端口3直通输出，其中一小部分从端口3耦合出来，端口4通常接一个匹配负载。如果要将定向耦合器反过来使用，则端口1和2，端口3和4的属性要互换定义。 定向耦合器可以由同轴，波导，微带和带状线电路结构。通常，定向耦合器用于信号取样以进行测量和监测，信号分配及合成；此外，作为网络分析仪，天线分析仪和通过式功率计等测试仪器的核心部件，定向耦合器所起的作用是正向和反射信号取样。定向耦合器的方向性是一项致关重要的指标，尤其是作为信号合成的反射测量应用时。 各项指标定义 如图1（b）所示，在理想情况下，当信号功率从端口1输入时，输出功率只应出现在端口2和端口3，而端口4是完全隔离的，没有功率输出。但是在实际下，总有一些功率会泄漏到端口4。设端口1的输入功率为P1，端口2，3和4的输出功率分别为P2,P3和P4，则定向耦合器的特性可以由耦合度，插入损耗，隔离度和方向性等四项指标来表征，单位均为dB。 注意在以下的描述中，所有指标均表示为正数，而在实际应用中，则是用负数来进行各种计算的。 耦合度： 耦合度表示从端口1输入的功率和被耦合到端口3部分的比值，表示为： 耦合度（C）=10Xlog(P1/P3) 插入损耗： 插入损耗表示从端口1到端口2的能量损耗，表示为： 插入损耗（IL）=10Xlog(P1/P2) 请注意端口1的输入功率有一部分功率是被耦合到端口3的，所以应导入一个“耦合损耗”的概念，如下表表示了在各种耦合度下的耦合损耗值： 耦合度 耦合损耗 6dB 1.200dB 10dB 0.460dB 15dB 0.140dB 20dB 0.040dB 30dB 0.004dB 通常所说的从端口1到端口2的插入损耗是传输损耗和。在定向耦合器的产品说明中通常会对此加以特别说明。 定向耦合器用于测试测量时，选取的耦合度比较小，如20dB或30dB甚至更小，就如图1所示；而作为功率合成系统或者信号分配系统应用时，则会采用比较大的耦合度，如3dB,5dB和7dB等。 隔离度： 前面提到，在理想的定向耦合器中，端口4是没有功率输出的，而实际上总会有一些功率从这个端口泄漏出来，这就是隔离度的指标，表示为： 隔离度（ISO）=10Xlog(P1/P4) 方向性： 端口3的输出功率和端口4输出功率之间的比值定义为方向性，表示为： 方向性（D）=10Xlog(P3/P4) 需要特别说明的是耦合度，隔离度和方向性之间的关系为： 隔离度（ISO）=耦合度（C）+方向性（D） 耦合度是一项设计指标，是根据使用要求而选定的，通常6、10、20和30dB,这样隔离度指标也随之而变化；而方向性则是一个常数。 在大部分定向耦合器的指标中，通常只标出方向性指标，隔离度指标可以根据耦合度计算出来。如： 耦合度（C）=30dB, 方向性（D）=25dB, 则隔离度（I）=30+25=55dB 定向耦合器的应用 无论是测试和测量应用还是系统内部应用，定向耦合器都是一种应用极为广泛的微波器件，以下列举说明。 定向耦合器用于功率合成系统： 在多载波频率合成系统中，通常会用到3dB的定向耦合器（俗称3dB电桥），如图2所示。   图2（a）:定向耦合器用于功率合成 图2（b）:方向性可达30dB的3dB定向耦合器 图2：典型的功率合成系统 图2的电路常见与互调测量系统和多载波的室内分布系统中。在这些应用中，要求定向耦合器有很高的方向性（隔离度）以避免信号源之间产生额外的互调分量，为了提高隔离度，也可以外加一些器件如滤波器或铁氧体隔离器来改善。 用于信号取样和监测： 发射机的在线测量和监测可能是定向耦合器最为广泛的应用之一。 图3：用定向耦合器进行发射机信号的取样和监测 图3是一个基站的典型测量应用，如果发射机的输出功率为43dBm(20W),定向耦合器的耦合度为30dB，插入损耗（）线路损耗加耦合损耗）为0.15dB，则耦合端口有13dBm(20mW)的信号送到频谱分析仪，定向耦合器的直通输出为42.85dBm（19.3W）,而泄漏到隔离端的功率则被一个负载吸收掉了。 用于功率和VSWR测量（反射功率计）： 作为通过式功率计的核心器件，定向耦合器可用于正向和反射功率的取样。其中端口3用于检测正向功率，端口4用于检测反射功率。这种应用场合，定向耦合器的方向性（隔离度）指标对测试精度至关重要，尤其是反射功率的测试精度。假设发射机的输出功率为50dBm(100W),被测负载的驻波比为1.5（反射功率为4W），定向耦合器的耦合度为30dB。假如隔离度为无穷大，则在端口4测到的功率即为反射功率（4mW）。 但由于隔离度不可能为无穷大，出现在端口4的除了真正的反射功率以外，还有一部分从端口1泄漏过来的功率，这两部分功率矢量叠加后，功率计认为这些都是反射功率，从而导致测试误差。 图4：定向耦合器作为反射式功率计 关于定向耦合器的方向性误差所产生的测试误差的详细分析，下表列出了由于方向性为25dB和40dB时不同的误差分析结果。 表2：定向耦合器方向性对测试误差的影响 方向性=25dB 方向性=40dB 天线驻波 正向功率 反射功率 天线驻波 正向功率 反射功率 实际值：1.5 实际值：100W 实际值:4W 实际值：1.5 实际值：100W 实际值:4W 测量范围：1.33~1.70 测量范围：97.8~102.3W 测量范围：2.1~6.6W 测量范围：1.47~1.53 测量范围：99.6~100.4W 测量范围：3.6~4.4W 误差范围： -0.17~+0.2 误差范围： -2.2~+2.3% 误差范围： -48~+64% 误差范围： -0.03~+0.03 误差范围： -0.4~+0.4% 误差范围： -10~+10%

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三更半夜 发表于 2023-6-4 13:09 感觉像ADI手册上的图

这张图就是ADI手册上的图  我们按照这个节奏走学习系统涉猎到的方方面面，了解一下每个框都是干啥的  、为啥需要这样搞、、

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led2015 发表于 2023-6-4 19:30 挺不错的，优异的隔离度、宽带性能、低损耗和可实现复杂器件

多讨论多交流  知识点就会根深蒂固  用起来也方便   即便不用在大脑硬盘中也占她一个bit

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lkh747566933 发表于 2023-6-4 17:23 好复杂的知识，没接触过这一块，完全看不懂啊！研究研究！  

我们跟着ADI的这张图系统的上行和下行主要部件都走一遍，边走边学，差不多搞成吸收性的，变为自己理解的知识点、、、、

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秋天的琴湖 发表于 2023-6-4 17:24 我们用到过，耦合后要检波器检波

做系统到部件再到电路几乎都有运用   我们再过一遍学习巩

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本帖最后由 btty038 于 2023-6-3 16:40 编辑 定向耦合器（Directional Coupler）是一种用于将电磁能量从一个传输线传输到另一个传输线的无源微波元件。它主要用于微波电路中的功分、合成、衰减、抽取等应用。定向耦合器能够在两个传输线之间实现能量的定向耦合，同时保持功率的平衡和相位的稳定性。 定向耦合器的基本结构由两个传输线构成，分别称为主传输线和耦合传输线。主传输线是用于传输电磁能量的线路，而耦合传输线则用于从主传输线耦合一部分能量。这两个传输线之间通过电磁场的相互作用来实现能量的转移。   定向耦合器通过调节主传输线和耦合传输线之间的物理参数，如宽度、长度和距离等，可以实现不同的功能。最常见的定向耦合器类型是基于微带线或同轴线的耦合器。微带线定向耦合器通常采用耦合槽的方式实现能量的耦合，而同轴线定向耦合器则通过在同轴线上引入耦合环实现能量的耦合。 定向耦合器的性能主要通过其耦合度和插入损耗来衡量。耦合度表示从主传输线到耦合传输线的能量转移效率，而插入损耗则表示在能量传输过程中损失的功率。理想的定向耦合器应具有高耦合度和低插入损耗，同时保持良好的频率响应和相位平衡。 在微波电路设计和射频系统中，定向耦合器是一种常用的元件，广泛应用于功率分配、功率检测、反射系数测量和干扰抑制等方面。它在无线通信、雷达系统、微波测量和天线工程等领域中具有重要的作用。   耦合器

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问了一下机器标题  他是这样回答的

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麦克斯韦方程组可以解释介质损耗和损耗切线。介质损耗是指在电磁场作用下，介质内部由于电磁波与介质分子之间的相互作用而产生的能量损耗。损耗切线是描述介质对电磁波能量的吸收和散射的指标。 麦克斯韦方程组是电磁学中描述电磁场行为的基本方程。其中包括四个方程：高斯定律、法拉第电磁感应定律、安培环路定律和高斯磁定律。这些方程描述了电磁场的电荷分布、电流、电场和磁场之间的相互作用。 在介质中，麦克斯韦方程组可以进一步推导出波动方程，描述了电磁波在介质中的传播行为。对于线性、各向同性的介质，可以引入复数形式的介电常数和磁导率，从而得到复数形式的波动方程。在这个波动方程中，复数形式的介电常数和磁导率分别与电磁波的频率相关。 介质损耗和损耗切线可以通过波动方程中的复数形式介电常数来解释。复数形式的介电常数包括实部和虚部，实部对应介质的介电性质，虚部对应介质的损耗性质。虚部的大小与介质内部分子的相互作用有关，表示介质对电磁波能量的吸收和散射程度。 损耗切线是介质的损耗性质的一种度量，表示介质对电磁波能量的吸收和散射的能力。它定义为介电常数虚部与实部之比的正切值，也可以看作是介质的损耗角的正切值。损耗切线越大，表示介质对电磁波能量的损耗越大。 总之，麦克斯韦方程组可以解释介质损耗和损耗切线，通过复数形式的介电常数描述了介质对电磁波能量的吸收和散射行为。

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本帖最后由 btty038 于 2023-6-2 20:46 编辑 介电常数和损耗角正切 射频工程师对PCB板材肯定是熟悉的，自从微带电路被发明后，基本上大多数系统，都是以PCB板材作为载体，而各种器件被置于PCB板材上面，发挥各自的性能。  图1、介电常数&损耗正切 为什么这两个参数基本上就能确定这个板材的射频性能呢，回到起点看最美公式来诠释答案。麦克斯韦方程，是由麦克斯韦在1873年提出来的。1873年，距现在已经有150年。但现在我们还是在时不时的提起它，用到它。站在巨人肩上看世界，从这方面来看，学射频也有一个好处，那就是射频知识更新的没有那么快，不会说，你刚刚费九牛二虎之力把一个东西学会，就发现用不上了。麦克斯韦方程。时变麦克斯韦方程的差分形式，如下图所示。 图2、麦克斯韦方程 上面的时变场分量，是空间坐标x,y,z和时间变量t的实函数。 麦克斯韦方程，对任何时间函数都是成立的，不过这任何函数的计算则是相当复杂的。 傅里叶变换可以将任何函数，转换成多个时谐函数的集合。所以，可以主要来看麦克斯韦方程的时谐解。 对于一个实正弦信号，可以用下列形式表示： A(t)可以使用相量表示，即: 从上面公式可知，A(t)的相量形式，省去了Re{}以及e(jwt)。这样做的前提是： 被表示的变量是一个实数，所以不需要将Re{}写出来 处理的系统是线性时不变系统，即变量的频率分量是不变的，因此，不需要把e(jwt)写出来。 所以，用相量来表示一个正弦信号时，只要写出其幅度和相位就可以了。 不过，虽然不用写出来，但是需要记住的是，其实这两项是存在的。如果对A(t)进行求导的话，不能忘记还有时间的存在，即： 因此，麦克斯韦的相量形式如下图所示。 在自由空间中，电场与电通量密度，磁场与磁通量密度之间有下列的简单的关系式，称为本构关系。   自由空间的磁导率，单位为Henry/m 自由空间的介电常数，单位为farad/m   以上，都是假设电场和磁场都存在于自由空间里，但是在实际过程中，媒质是经常性存在的，就像开头所说的板材。 虽然媒质的存在，让计算变得复杂，但是因为这些材料的存在，才出现了射频微波的蓬勃发展。 在自由空间中，场分量是通过本构关系，互相关联起来的。在媒质中，同样如此。 对于介电材料，施加在上面的电场，会导致材料内的原子或分子发生极化，从而产生电偶极矩，改变总的电通量。 那物质是线性的，是个啥意思？ 实验发现，如果施加的电场不是太大的话，极化的程度与电场呈线性关系。所以，如果一个材料，其极化和电场之间满足线性关系，则称之为线性电介质。 在一个电导率为σ的材料中，导体电流密度为： 因此麦克斯韦方程中磁场的旋度方程，可以表示为   这两个量都在虚部，无法区分   从上面可以看到，介电阻尼引起的损耗与电导率损耗无法区分。 因此，可以将： 看成总的有效导电率。 并定义损耗角正切为： 即虚部和实部的比值。 复介电常数的虚部，表示的是损耗，分别来自由介电阻引起的损耗和电导率产生的损耗。在自由空间内，复介电常数的虚部为0，只有实部，因此是无耗的。 一般的PCB板材，都是绝缘材料，所以 电导率σ为0，此时损耗角正切为： 而相对介电常数是复介电常数的实部与自由空间中介电常数的比值。 所以说，板材为啥用介电常数和损耗角正切来表征呢？ 这是因为相对介电常数和损耗角正切确定了，那么复介电常数就确定了，然后电通量和电场之间的关系也就有了。 等等，你怎么光考虑电场，不考虑磁场啊？ 材料的介电常数 (permittivity)有了，那磁导率 (permeability)呢？ 其实类似的，磁介质中发生的现象和电介质中类似。 施加在介质中的磁场，会在磁介质中产生磁偶极矩，从而产生磁极化。 同样的，复磁导率的虚部，也表示损耗。 相对磁导率定义为： 那可能大家就会觉得奇怪了，既然也有相对磁导率，那为啥在PCB板材的手册中，没有看到呢？ 这是因为，大多数非磁性材料，其相对磁导率都为1，而此损耗角正切为0.比如说在HFSS里面的Rogers4350的材料参数。 知道了复数介电常数和复数磁导率后，麦克斯韦在媒质中的相量形式，如下图所示。 本构关系等式，如下图所示： 而复数介电常数，可以由相对介电常数和损耗角正切来表示；复数磁导率，对于非磁性材料来讲，相对磁导率为1，磁损耗角正切为0. 所以，板材可以用相对介电常数和损耗角正切来表征其射频上的性能。  

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wangerxian 发表于 2023-6-2 09:12 不是呀，产品方案

买一个 地雷探测器是不是就可以有方案了

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秦天qintian0303 发表于 2023-6-1 08:51 太长了，点开后也无法放大   

手机看还将就  空了抄袭一边  有点费时间 、、、

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这是要去探矿哇、、、、

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lugl4313820 发表于 2023-6-1 07:31 图片看起来不是很方便例。有什么方法让观看感好一些。

本来是调整好的 放在这儿就变形了  后面再调整一下

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Jacktang 发表于 2023-5-29 21:57 看着图把射频类表达的是够全了

从哪儿来 到了那儿去  上去下来走一遍 每个环节怎么用的 这就叫系统、、

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一个通用RF信号链 在论坛有整理过天线分类种类、 也整理过各式各样的（—SWITCH—）、 PA放大器窄带也发过、 滤波器也发过、 好像还有很多很多、按照这个框图一切归零 重新出发、再来一遍、局部的学习一下

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本帖最后由 btty038 于 2023-5-29 20:37 编辑 您如何在提高开关速度和增加设计复杂度之间寻求平衡？本博客文章将讨论此类权衡考量，并提供了一种更高效的方法，有助于您克服设计挑战并充分发挥 SiC 器件潜力。 这篇博客文章最初由 United Silicon Carbide (UnitedSiC) 发布，该公司于 2021 年 11 月加入 Qorvo 大家庭。UnitedSiC 是一家领先的碳化硅 (SiC) 功率半导体制造商，它的加入促使 Qorvo 将业务扩展到电动汽车 (EV)、工业电源、电路保护、可再生能源和数据中心电源等快速增长的市场。 随着人们对高效率、高功率密度和系统简单性的需求不断增长，碳化硅 (SiC) FET 因其较快的开关速度、较低的 RDS(on) 和较高的额定电压，逐渐成为对电力工程师极具吸引力的选择。 但是，SiC 器件较快的开关速度会导致更高的 VDS 尖峰和更长的振铃持续时间，从而在高电流电平下引入了更多的 EMI。对于从事电动汽车和可再生能源等高功率应用的工程师来说，如何在提高效率并充分发挥先进技术潜力的同时，避免过于复杂的设计将会是一大难题。 什么是 VDS 尖峰和振铃？ 寄生电感是导致 VDS 尖峰和振铃的根本原因。从 SiC MOSFET 的典型关断波形（图 1）可以看出，栅极-源极电压 (VGS) 在 18V 至 0V 之间，关断的漏极电流 (ID) 为 50A，且总线电压 (VDS) 为 800V。由于 SiC MOSFET 具有更快的开关速度，所以会出现较高的 VDS 尖峰和较长的振铃持续时间。较高的 VDS 尖峰会减少器件应对闪电和负载突变等条件导致的电压问题的裕量。较长的振铃持续时间也会引入更多的 EMI。这种现象在高电流电平下更加明显。 图 1：SiC 器件的较快开关速度所导致的关断 VDS 尖峰和振铃  传统方法 抑制EMI 的常规解决方案就是使用高栅极电阻 (RG) 来降低电流变化率 (dI/dt)。但实际上，使用高 RG 会显著增加开关损耗，进而损失效率，所以在使用这种方法时，我们不得不在效率和 EMI 之间做出取舍。 另一种解决方案是减少电源回路中的杂散电感。但是，这需要重新设计PCB 布局，并需要使用尺寸更小、电感更低的封装。此外，PCB 上能够减小的电源回路面积是有限的，而且也需要遵守相关安全法规规定的最小间距和最小间隙。此外，更小巧的封装还会导致热性能降低。 我们还需要考虑滤波器，以帮助我们满足EMI 要求并简化系统权衡。除此之外，我们还可以使用控制方法来减少 EMI。例如，频率抖动技术可通过扩展电源的噪声频谱范围来减少 EMI。 新方法 一个简单的 RC 缓冲电路可以帮助克服设计挑战并充分发挥 SiC 器件的潜力，是一种更为高效的解决方案。事实证明，这个简单的解决方案可以在广泛的负载范围内更高效地控制 VDS 尖峰并缩短振铃持续时间，并实现可以忽略的关断延迟。 得益于更快速的 dv/dt 和额外的 Cs，缓冲电路还具有更高的位移电流，从而可以减少关断过渡期间的 ID 和 VDS 重叠。 可以通过双脉冲测试 (DPT) 来证明缓冲电路的有效性。该测试采用了带感性负载的半桥配置。高端和低端都使用相同的器件，VGS、VDS 和 ID 均从低端器件测量（图 2）。   图 2：半桥配置（顶部和底部使用相同的器件） 使用电流互感器 (CT) 测量器件和缓冲电路的电流。因此，测得的开关损耗包括器件开关损耗和缓冲电路损耗。 其中的缓冲电路由 SiC MOSFET 漏极和源极之间的一个 10Ω 电阻和一个 200pF 电容串联组成。 图 3：RC 缓冲电路可更有效地控制关断 EMI 首先，我们比较关断时的情况（图3）。测试的设备对象与图 1 相同。左侧波形使用 RC 缓冲电路和低 RG(off)，而右侧波形则使用高 RG(off)，未使用缓冲电路。这两种方法都可以限制关断 VDS 峰值电压。但是，使用缓冲电路之后，只需 33ns 即可抑制振铃，而高 RG(off) 的振铃持续时间仍超过 100ns。与使用高 RG(off) 相比，使用缓冲电路时的延迟时间更短。由此可判断，缓冲电路有助于在关断时更有效地控制 VDS 关断尖峰和振铃持续时间。 图 4：RC 缓冲电路在导通期间的有效性  在导通时（图4），将使用 RC 缓冲电路和 5Ω RG(on) 的波形与未使用缓冲电路的波形进行比较可以发现，使用缓冲电路时，反向恢复电流峰值 (Irr) 略有提高，从 94A 提高到了 97A，除此之外，其对导通波形的影响可以忽略不计。 这表明，与高 RG(off) 相比，缓冲电路有助于更有效地控制 VDS 尖峰和振铃持续时间。但缓冲电路能否更高效呢？（图 5） ​ 图 5：比较缓冲电路与高 RG(off) 之间的开关损耗（Eoff、Eon） 在 48A 时，高 RG(off) 的关断开关损耗是使用缓冲电路和低 RG(off) 时的两倍以上。由此证明，缓冲电路在关断时更高效。因为缓冲电路可实现更快速的开关，同时还可以更好地控制 VDS 尖峰和振铃。 从导通开关损耗的角度看，使用缓冲电路时，Eon 平均增加了 70µJ。为了充分估计整体效率，我们需要将 Eoff 和 Eon 相加，然后比较 Etotal（图 6）。在全速开关器件时，可以很明显地看出缓冲电路在漏级电流为 18A 以上时效率更高。对于在 40A/40kHz 下开关的 40mΩ 器件，在使用高 RG(off) 与使用低 RG(off) 和缓冲电路之间，每个器件的开关损耗差为 11W。 图 6：比较缓冲电路与高 RG(off) 之间的开关损耗 (Etotal)  因此我们可以推断，与使用高 RG(off) 相比，使用缓冲电路是一种更高效的解决方案。 随着第 4 代 SiC 器件进入市场，这种简单的设计解决方案将继续提供更低的总开关损耗，继续帮助优化系统功率效率。 关于简单的缓冲电路如何在 UnitedSiC SiC 器件中实现出色效率的更多信息，请观看我们近期的研讨会：尽可能地降低 SiC FET 的电磁干扰和开关损耗。