木犯001号

  • 2019-01-15
  • 发表了主题帖: 剖析开关电源“严重影响成本”的几个元器件!

    1定制电感对成本的影响共模电感是开关电源必不可少的EMC器件,但是这个共模电感是否拥有底座,却会直接对你的生产成本造成影响,问题就出在了这个底座上面,如果没有底座就一定是工人手工插件了。而且由于引脚的角度不一定是直的,所以可能要插好几次才能插进去,严重影响生产进度和生产成本。但如果是wruth这类大公司生产的标准件,是有可能实现机插的。这个成本也是很不一样的。2变压器飞线和安规骨架对加工成本的影响变压器飞线也是严重影响电源成本的一个点。因为飞线的变压器不仅订做的变压器贵,而且安装生产成本也贵啊,毕竟这是需要手工插接的方案。正是因为这个原因,只有超级紧凑的高性能电源方案才会使用飞线变压器的设计。当然现代的IT产品对空间的要求远高于成本的诉求,所以飞线变压器还是很常见的。如果可能的话,使用安规变压器骨架就可以避免飞线的使用,不过会浪费一些空间,鱼和熊掌不可兼得,就看您设计电源时候的价值观了。3电源散热片的安装成本这就是一个常见的To220封装的三极管,但是如果你要为他安装散热片的话就需要如下几个部件。绝缘帽,绝缘垫,散热片,螺丝,垫片,弹簧圈。然后有专门的工时去安装这颗三极管。这就是我为在低成本方案上非常不愿意使用独立的mos管,不愿意加散热片,能用PCB散热就一定用PCB散热的本质原因。成本高啊。4绝缘挡片顾名思义,就是用来隔绝电子元器件,提高电源耐压的塑料绝缘件。千万别小瞧这些,这些东西虽然单价不高,但是却是非常费工时。左上电容有一个绝缘帽子,这个电容的绝缘帽子还是有希望买到成品的,电容旁边的挡片就一定是订做的咯大家反过来看,就明白了,这个挡片的形状还是非常奇特的,不定做打死都是买不到现成货的。有这样的财力去开一个磨具做一个挡片,对于多数企业的小批量产品来说肯定是不划算的啦。但是,这个小米6的充电头就用订做了这么一个挡片。大家核算核算成本吧,真心量大心宽啊。5定价的话语权你完全可以抄板,然后去买上面的所有元器件。但是你能和供应商议到的价格一定不会比苹果的好。这个我相信你能明白吧,所以整个价格其实就是一个谜,对于工业产品而言,明码标价就是一个笑话。

  • 发表了主题帖: LC滤波与CLC滤波比较!

    最近需要制作一款开关电源,一般开关电源的输入,都是桥式整流,然后加滤波电路的对吧。这里问题就来了,究竟是LC滤波电路好还是CLC的Pi式滤波电路更加好呢?实践出真知,本人做一个模型仿真一下。LC滤波100uh电感,100uf电容 LC滤波1000uh电感,100uf电容CLC滤波47uf电容,100uh电感,47uf电容CLC滤波47uf电容,1000uh电感,47uf电容其实明眼人都看得出来,我就是吧CLC滤波的两个电容合并成了一个大容量的电容,然后更改了滤波电感的感值。这四种组合究竟哪个更好呢?首先从PCB面积上说,肯定是LC滤波占优势,不过这个LC中电容C的高度可能会偏高,但是可以使用矮胖型的替代,但是这样的话。PCB板面积上的就是就不明显了。由于开关电源PWM控制器是工作在100khz的频率下的。所以要需要找一下滤波电容在100khz下的等效ESR电阻 47uf的电容,大致是1.41欧姆 100uf的电容,大致是0.72欧姆至于电感的直流电阻,手册上就有,100uh的是0.45欧姆,1000uh的是4.38欧姆把等效电路补全,就可以仿真了 这是最初选择的CLC滤波47uf电容,100uh电感,47uf电容滤波仿真模型,可以看到,85VAC输入的情况下,滤波后,最终只能保证电压不低于100V 这是CLC滤波47uf电容,100uh电感,47uf电容输入电容充电模型可以看到电流还是很陡的。 这是四套电路仿真后的叠加结果,可能会看不清 放大一下,可以看到波形上叠加这100khz的负载纹波。第一名是紫色的LC滤波1000uh电感,100uf电容第二名是黄色的CLC滤波47uf电容,1000uh电感,47uf电容第三名是红色的LC滤波100uh电感,100uf电容 第四名是绿色的CLC滤波47uf电容,100uh电感,47uf电容 在看一下性能最好的LC滤波1000uh电感,100uf电容,输入的电流显著要比之前的小,对整个输入桥堆的冲击也相对更小。其实通过这个仿真,也可以知道输入桥堆的容量如何选择了。 比较过后,发觉LC电路全面胜过CLC滤波电路,ok但是1000mh的电感可行吗?回答是一定需要考虑体积问题,之前的比较1000uh和100uh都是同型号磁芯的工字型电感,显然1000mh需要更大的电感。 这个电感量与电流的曲线,显然,5075封装的电感不足以支撑这么大的电流。磁芯会饱和1.6A下只有16.5uh的电感量 从新选择了一款直插密闭型封闭式磁芯。100uh的,1000uh在这个体积下根本做不到这个尺寸。 虽然封闭式瓷罐容易磁饱和,但是辐射相对要小很多。 看一下在1.6A的电流下的电感量87.2uh基本可以用了。 这下我基本对LC滤波电路开窍了。第一,优质的LC滤波其实并不比CLC滤波电路差。 第二,LC滤波电路可以降低对桥堆器件的电流冲击,还有纹波系数。第三,CLC电路在PCB板子面积允许的情况下,ESR电阻更低,在需要极低纹波的地方上建议用CLC滤波电路第四,LC电路能提供跟高的整流后滤波电压。第五,CLC滤波电路体积并不占优势。电流越小增加电感感值更划算,电流越大更建议增加电容容量

  • 回复了主题帖: XMC4800 评测(五)简单制作CAN转USB

    期待楼主的下一贴:victory:  很精彩,写的很详细,可以很好的跟着进行操作,赞!喜欢楼主的文

  • 2019-01-14
  • 发表了主题帖: 【实例】传导+辐射,整改案例!

    这是一款输入宽电压120-277V  60HZ,输出48V,273mA的电源,采用Buck拓扑结构。 注:在最初的设计中,预留电感L1、L2,CBB电容C1、C2作为传导测试元件,预留磁珠FB1、陶瓷贴片电容C9、贴片电阻R14、R15作为辐射测试元件; 传导测试: 1、短接L2,L1=4.7mH,C1=0.1uf,C2=0.1uf,120V电压输入,L线传导图像: 277V电压输入,L线传导图像: 结果:输入277V,将近150K的频率读点后余量少于3db整改办法:将C2加大到0.22uf,再次测试图像如下: 结果:手动读点,余量7.19db,验证N线后,无压力通过。辐射测试: 1、在不加磁珠FB1、不加环路电容、变压器不包铜皮的情况下,辐射数据严重超标;2、整改方案:将如下整改位置加强,即:增加磁珠FB1(100M 60ohm),环路电容C9=1nf。 结果:水平测试,余量逼近限度线;垂直测试,31MHZ、41MHZ、53MHZ处辐射数据超标5-10db; 3、整改方案:基于第二步,将变压器使用铜皮进行外部线圈包裹,同时将C9增加至2.2nf; 结果:情况无改善;4、整改方案:基于第三步,在MOS管Q2的D、S极并接60pf电容; 结果:情况无改善;图像如下:5、整改方案:重点关注高频开关点(如下红色圈处),调整Layout布线设计:原有布线方案中,留意高频开关部分(打“X”的黑线),发现高频走线过长,环路面积太大:重新布局、Layout后: 结果: 在变压器不加铜皮、环路电容C9=2.2nf、磁珠FB1(100MHZ 60ohm)的设计参数:120V 水平、垂直测试图像277V 60HZ 水平、垂直测试图像:验证传导数据:120V 60HZ  L、N线: 277V  60HZ L、N线: 结果:测试通过!

  • 2018-12-06
  • 回复了主题帖: 2018年11月版主芯币及实物礼品奖励公告

    感谢版主们的贡献@okhxyyo

  • 回复了主题帖: EasyARM-RT1052测评名单出炉

    test@okhxyyo

  • 回复了主题帖: 一周精彩回顾:2018.11.26-12.2

    {:1_102:}好文章大家分享

  • 2018-12-05
  • 回复了主题帖: 一周精彩回顾:2018.11.26-12.2

    帖子不错

  • 2018-11-29
  • 回复了主题帖: 求该款系统板的原理图

    你看下板子上主芯片的型号,我们这样看不到这具体是什么也不好判断

  • 回复了主题帖: 如何使用printf调试

    沙发回复的内容是正确的,你可以参考着操作一下看看

  • 回复了主题帖: 分享一个MSP430仿真器固件降级软件

    多谢楼主分享,确实需要这个:handshake

  • 2018-11-15
  • 发表了主题帖: 当开关电源测流电阻放置在这6个位置!

    基本知识谈电流模式控制由于其高可靠性、环路补偿设计简单、负载分配功能简单可靠的特点,被广泛用于开关模式电源。电流检测信号是电流模式开关模式电源设计的重要组成部分,它用于调节输出并提供过流保护。图1显示了 ADI LTC3855同步开关模式降压电源的电流检测电路。LTC3855是一款具有逐周期限流功能的电流模式控制器件。检测电阻RS监测电流。 图1. 开关模式电源电流检测电阻(RS) 图2显示了两种情况下电感电流的示波器图像:第一种情况使用电感电流能够驱动的负载(红线),而在第二种情况下,输出短路(紫线)。图2. LTC3855限流与折返示例,在1.5 V/15 A供电轨上测量 最初,峰值电感电流由选定的电感值、电源开关导通时间、电路的输入和输出电压以及负载电流设置(图中用“1”表示)。当电路短路时,电感电流迅速上升,直至达到限流点,即 RS × IINDUCTOR (IL)等于最大电流检测电压,以保护器件和下游电路(图中用“2”表示)。然后,内置电流折返限制(图中数字“3”)进一步降低电感电流,以将热应力降至最低。 电流检测还有其他作用。在多相电源设计中,利用它能实现精确均流。对于轻负载电源设计,它可以防止电流反向流动,从而提高效率(反向电流指反向流过电感的电流,即从输出到输入的电流,这在某些应用中可能不合需要,甚至具破坏性)。另外,当多相应用的负载较小时,电流检测可用来减少所需的相数,从而提高电路效率。对于需要电流源的负载,电流检测可将电源转换为恒流源,以用于LED驱动、电池充电和驱动激光等应用。 检测电阻放哪最合适?电流检测电阻的位置连同开关稳压器架构决定了要检测的电流。检测的电流包括峰值电感电流、谷值电感电流(连续导通模式下电感电流的最小值)和平均输出流。检测电阻的位置会影响功率损耗、噪声计算以及检测电阻监控电路看到的共模电压。 放置在降压调节器高端对于降压调节器,电流检测电阻有多个位置可以放置。当放置在顶部MOSFET的高端时(如图3所示),它会在顶部MOSFET 导通时检测峰值电感电流,从而可用于峰值电流模式控制电源。但是,当顶部MOSFET关断且底部MOSFET导通时,它不测量电感电流。 图3. 带高端RSENSE的降压转换器 在这种配置中,电流检测可能有很高的噪声,原因是顶部 MOSFET的导通边沿具有很强的开关电压振荡。为使这种影响最小,需要一个较长的电流比较器消隐时间(比较器忽略输入的时间)。这会限制最小开关导通时间,并且可能限制最小占空比(占空比 = VOUT/VIN)和最大转换器降压比。注意在高端配置中,电流信号可能位于非常大的共模电压(VIN)之上。 放置在降压调节器低端图4中,检测电阻位于底部MOSFET下方。在这种配置中,它检测谷值模式电流。为了进一步降低功率损耗并节省元件成本,底部FET RDS(ON)可用来检测电流,而不必使用外部电流检测电阻RSENSE。 图4. 带低端RSENSE的降压转换器 这种配置通常用于谷值模式控制的电源。它对噪声可能也很敏感,但在这种情况下,它在占空比较大时很敏感。谷值模式控制的降压转换器支持高降压比,但由于其开关导通时间是固定/ 受控的,故最大占空比有限。 降压调节器与电感串联图5中,电流检测电阻RSENSE与电感串联,因此可以检测连续电感电流,此电流可用于监测平均电流以及峰值或谷值电流。所以,此配置支持峰值、谷值或平均电流模式控制。 图5. RSENSE与电感串联 这种检测方法可提供最佳的信噪比性能。外部RSENSE通常可提供非常准确的电流检测信号,以实现精确的限流和均流。但是,RSENSE也会引起额外的功率损耗和元件成本。为了减少功率损耗和成本,可以利用电感线圈直流电阻(DCR)检测电流,而不使用外部RSENSE。 放置在升压和反相调节器的高端对于升压调节器,检测电阻可以与电感串联,以提供高端检测 (图6)。 图6. 带高端RSENSE的升压转换器 升压转换器具有连续输入电流,因此会产生三角波形并持续监测电流。 放置在升压和反相调节器的低端检测电阻也可以放在底部MOSFET的低端,如图7所示。此处监测峰值开关电流(也是峰值电感电流),每半个周期产生一个电流波形。MOSFET开关切换导致电流信号具有很强的开关噪声。 图7. 带低端RSENSE的升压转换器 SENSE电阻放置在升降压转换器低端或与电感串联图8显示了一个4开关升降压转换器,其检测电阻位于低端。当输入电压远高于输出电压时,转换器工作在降压模式;当输入电压远低于输出电压时,转换器工作在升压模式。在此电路中,检测电阻位于4开关H桥配置的底部。器件的模式(降压模式或升压模式)决定了监测的电流。 图8. 带低端RSENSE的升压转换器 在降压模式下(开关D一直导通,开关C一直关断),检测电阻监测底部开关B电流,电源用作谷值电流模式降压转换器。 在升压模式下(开关A一直导通,开关B一直关断),检测电阻与底部MOSFET (C)串联,并在电感电流上升时测量峰值电流。在这种模式下,由于不监测谷值电感电流,因此当电源处于轻负载状态时,很难检测负电感电流。负电感电流意味着电能从输出端传回输入端,但由于这种传输会有损耗,故效率会受损。对于电池供电系统等应用,轻负载效率很重要,这种电流检测方法不合需要。 图9电路解决了这个问题,其将检测电阻与电感串联,从而在降压和升压模式下均能连续测量电感电流信号。由于电流检测 RSENSE连接到具有高开关噪声的SW1节点,因此需要精心设计控制器IC,使内部电流比较器有足够长的消隐时间。图9. LT8390升降压转换器,RSENSE与电感串联 输入端也可以添加额外的检测电阻,以实现输入限流;或者添加在输出端,用于电池充电或驱动LED等恒定输出电流应用。这种情况下需要平均输入或输出电流信号,因此可在电流检测路径中增加一个强RC滤波器,以减少电流检测噪声。 电流检测方法使用说明书开关模式电源有三种常用电流检测方法是:使用检测电阻,使用MOSFET RDS(ON),以及使用电感的直流电阻(DCR)。每种方法都有优点和缺点,选择检测方法时应予以考虑。检测电阻电流传感作为电流检测元件的检测电阻,产生的检测误差最低(通常在1%和5%之间),温度系数也非常低,约为100 ppm/°C (0.01%)。在性能方面,它提供精度最高的电源,有助于实现极为精确的电源限流功能,并且在多个电源并联时,还有利于实现精密均流。图10. RSENSE电流检测 另一方面,因为电源设计中增加了电流检测电阻,所以电阻也会产生额外的功耗。因此,与其他检测技术相比,检测电阻电流监测技术可能有更高的功耗,导致解决方案整体效率有所下降。专用电流检测电阻也可能增加解决方案成本,虽然一个检测电阻的成本通常在0.05美元至0.20美元之间。 选择检测电阻时不应忽略的另一个参数是其寄生电感(也称为有效串联电感或ESL)。检测电阻可以用一个电阻与一个有限电感串联来正确模拟。 图12. RSENSE ESL模型 此电感取决于所选的特定检测电阻。某些类型的电流检测电阻,例如金属板电阻,具有较低的ESL,应优先使用。相比之下,绕线检测电阻由于其封装结构而具有较高的ESL,应避免使用。一般来说,ESL效应会随着电流的增加、检测信号幅度的减小以及布局不合理而变得更加明显。电路的总电感还包括由元件引线和其他电路元件引起的寄生电感。电路的总电感也受到布局的影响,因此必须妥善考虑元件的布局,不恰当的布局可能影响稳定性并加剧现有电路设计问题。 检测电阻ESL的影响可能很轻微,也可能很严重。ESL会导致开关栅极驱动器发生明显振荡,从而对开关导通产生不利影响。它还会增加电流检测信号的纹波,导致波形中出现电压阶跃,而不是预期的如图13所示的锯齿波形。这会降低电流检测精度。 图13. RSENSE ESL可能会对电流检测产生不利影响 为使电阻ESL最小,应避免使用具有长环路(如绕线电阻)或长引线(如厚电阻)的检测电阻。薄型表面贴装器件是首选,例子包括板结构SMD尺寸0805、1206、2010和2512,更好的选择包括倒几何SMD尺寸0612和1225。 基于功率MOSFET的电流检测利用MOSFET RDS(ON)进行电流检测,可以实现简单且经济高效的电流检测。LTC3878是一款采用这种方法的器件。它使用恒定导通时间谷值模式电流检测架构。顶部开关导通固定的时间,此后底部开关导通,其RDS压降用于检测电流谷值或电流下限。图14. MOSFET RDS(ON)电流检测 虽然价格低廉,但这种方法有一些缺点。首先,其精度不高, RDS(ON)值可能在很大的范围内变化(大约33%或更多)。其温度系数可能也非常大,在100°C以上时甚至会超过80%。另外,如果使用外部MOSFET,则必须考虑MOSFET寄生封装电感。这种类型的检测不建议用于电流非常高的情况,特别是不适合多相电路,此类电路需要良好的相位均流。 电感DCR电流检测电感直流电阻电流检测采用电感绕组的寄生电阻来测量电流,从而无需检测电阻。这样可降低元件成本,提高电源效率。与MOSFET RDS(ON)相比,铜线绕组的电感DCR的器件间偏差通常较小,不过仍然会随温度而变化。它在低输出电压应用中受到青睐,因为检测电阻上的任何压降都代表输出电压的一个相当大部分。将一个RC网络与电感和寄生电阻的串联组合并联,检测电压在电容C1上测量(图15)。图15. 电感DCR电流检测 通过选择适当的元件(R1 × C1 = L/DCR),电容C1两端的电压将与电感电流成正比。为了最大限度地减少测量误差和噪声,最好选择较低的R1值。 电路不直接测量电感电流,因此无法检测电感饱和。推荐使用软饱和的电感,如粉芯电感。与同等铁芯电感相比,此类电感的磁芯损耗通常较高。与RSENSE方法相比,电感DCR检测不存在检测电阻的功率损耗,但可能会增加电感的磁芯损耗。 使用RSENSE和DCR两种检测方法时,由于检测信号较小,故均需要开尔文检测。必须让开尔文检测痕迹(图5中的SENSE+和 SENSE-)远离高噪声覆铜区和其他信号痕迹,以将噪声提取降至最低,这点很重要。某些器件(如LTC3855)具有温度补偿DCR检测功能,可提高整个温度范围内的精度。 表1. 电流检测方法的优缺点 表1中提到的每种方法都为开关模式电源提供额外的保护。取决于设计要求,精度、效率、热应力、保护和瞬态性能方面的权衡都可能影响选择过程。电源设计人员需要审慎选择电流检测方法和功率电感,并正确设计电流检测网络。ADI公司的LTpowerCAD设计工具和LTspice®电路仿真工具等计算机软件程序,对简化设计工作并获得最佳结果会大有帮助。 其他电流检测方法还有其他电流检测方法可供使用。例如,电流检测互感器常常与隔离电源一起使用,以跨越隔离栅对电流信号信息提供保护。这种方法通常比上述三种技术更昂贵。此外,近年来集成栅极驱动器(DrMOS)和电流检测的新型功率MOSFET也已出现,但到目前为止,还没有足够的数据来推断DrMOS在检测信号的精度和质量方面表现如何。

  • 发表了主题帖: 【实战】消除Buck转换器中的EMI(3)

    7. BUCK转换器PCB布局设计要点做好Buck转换器PCB布局设计的关键是在一开始就要计划好关键元件的放置位置。在噪声敏感的应用中,最好是选择小型封装的、电感很低的晶圆倒装芯片。 确定开关切换回路的VIN和GND节点位置,将不同尺寸的输入电容尽可能靠近这些节点,最小的电容靠节点的位置要最近。由于这个切换回路承载了很高的电流变化率dI/dt,因而需要尽可能地小。 将输出电容地放在不与输入电容切换路径发生重叠的地方,避免高频噪声串入输出电压中。开关切换节点和BOOT引脚含有很高的电压变化率dV/dt,可导致严重的电场辐射,因而其铜箔面积应当保持最小化,还要避开其它敏感电路。转换器的小信号部分应当与大功率的开关切换部分分开,其地线应当位于干净无噪声的地方,千万不要将输入端的电流信号和输出端的纹波电流引入其中。不要在关键回路上使用热阻焊盘,它们会引入多余的电感特性。当使用地线层的时候,要尽力保持输入切换回路下面的地层的完整性。任何对这一区域地线层的切割都会降低地线层的有效性,即使是通过地线层的信号导通孔也会增加其阻抗。导通孔可以被用于连接退藕电容和IC的地到地线层上,这可使回路最短化。但需要牢记的是导通孔的电感量大约在0.1~0.5nH之间,这会根据导通孔厚度和长度的不同而不同,它们可增加总的回路电感量。对于低阻抗的连接来说,使用多个导通孔是应该的。 在上面的例子中,通到地线层的附加导通孔对缩减CIN回路的长度没有帮助。但在另一个例子中,由于顶层的路径很长,通过导通孔来缩小回路面积就十分有效。需要注意的是将地线层作为电流回流的路径会将大量噪声引入地线层,为此可将局部地线层独立出来,再通过一个噪声很低的点接入主地当中。当地线层很靠近辐射回路的时候,其对回路的屏蔽效果会得到有效的加强。因此,在设计局多层PCB的时候,可将完整的地线层放在第二层,使其直接位于承载了大电流的顶层的下面。非屏蔽电感会生成大量的漏磁,它们会进入其他回路和滤波元件之中。在噪声敏感的应用中应当使用半屏蔽或全屏蔽的电感,还要让敏感电路和回路远离电感。 8. 你可以自制的简易EMI问题探测工具测量电磁兼容性问题通常意味着你得拿着自己的产品原型跑到电磁兼容实验室去进行测试,那里通常有3m的无回声房间,还备有特别的使用天线和接收机的测量设备,测量的数据可显示出整个系统的最后结果,但在这样的地方并不总是能够容易地找到造成特定辐射问题的根本原因。其实我们是有可能在实验室环境下对产品原型进行一些基本的EMI测试的,还可对系统的各个模块分别进行。这样的测试通常属于近场环境(测量距离 < 0.16λ),因而在测试电流回路的辐射状况时需要使用小型的环形天线来对高频磁场进行测量。你可以使用一段50Ω的同轴电缆自己制作小型的拥有电屏蔽的环形天线,这看起来并不是一件很难的事情,可参考图43的示意进行。这种环形天线可以被连接到频谱分析仪上,当你使它在PCB上方移动时,你就可以看到哪里会有比较强的高频磁场。你也可以把它连接到一台示波器上(使用50Ω的端子),示波器上就可以显示出相应区域的切换噪声水平。保持天线环和板子之间的相对位置和距离不变,对电路、PCB上的回路做出某些改变,你就可以知道噪声水平在增加或是减少。由于电源线的辐射对EMI水平的影响很大,你也可以测量这些线上的高频电流。不是所有的电流探头都有足够的带宽可以凸显EMI问题,这可通过将几匝线圈穿过一个EMI铁芯以形成一个高频电流变压器的方法来解决。其做法与环型天线的做法差不多,但需要将环形线圈3次穿过铁芯。参见图44。现在将电缆穿过铁芯就可以对其中的高频电流进行测量了,电流变压器的输出可以接入频谱仪或是示波器(使用50Ω端口)。为了将测试工具和测试对象隔离开,最好是在电缆上加一个共模线圈,这可通过将引入分析装置的电缆多次穿过一个扣合式的EMI铁芯来实现。将电源线的正、负两条线以同一个方向穿过铁芯可测量其中的共模电流,颠倒其中一条线的方向则可测量差模电流。参见图45。另外一种手持式的工具是电流探测器,这是一种使用开放式铁芯的小型化电流变压器,参见图46。这种工具可用于测量铜箔路径或元件引脚上的高频电流。这个工具在制作上会有一定的难度,你可以用一个有两个孔的铁氧体磁珠经过打磨以后得到开放式的铁芯,再加上4~5匝线圈,然后再将其连接到同轴电缆即可。最好是将此铁芯放在带有开口的屏蔽罩里。当使用此工具的时候,你应当知道它也会捡拾到一些电场信号。为了分辨你测得的结果是来自于磁场还是电场,你可以在路径的上方将工具转动90°。如果测量的结果来自于磁场,其结果就会变为0。如果信号来自于电场,其结果就不会有什么改变。电流探测器可让你知道变化中的高频电流在板上和元件上是如何流动的,甚至可以显示出电流在铜箔上是如何流动的:你将发现高频电流在铜箔上总是从最短的路径上经过。实际上,即使是地线层上的涡流也可以被测量出来。本文中的所有测试都是使用这里描述的工具进行的。 9. 总结解决EMI问题可能是一件很复杂的事情,尤其是在面对完整的系统,同时又不知道辐射源所在的时候。有了关于高频信号和开关切换式转换器中的电流回路的基础知识,再加上对元器件和PCB布局在高频情况下的表现的了解,结合某些简单自制工具的使用,要想找出辐射源和降低辐射的低成本解决方案,从而轻松的解决EMI问题是有可能的。Buck转换器中的主要辐射源是转换器的输入切换回路,它是我们考虑问题的重点。采用不同封装的开关切换式转换器在获得最佳元件布局方案以得到EMI辐射最低的解决方案方面有可能扮演非常重要的角色。降低转换器的开关切换速度可对降低EMI有帮助,但这通常不是最优的选择。通过地线层进行屏蔽是一种很有效的做法,它们应该尽可能地长大、完整,还要尽可能靠近有辐射的环路。对输入和输出线进行滤波可以很有效地降低传导辐射水平。

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    6. 实战案例本章将示范在Buck转换器的EMI设计中的不同方法所导致的影响。示范所使用的IC是RT7297CHZSP,一款800kHz工作频率、3A输出能力的电流模式Buck转换器,采用PSOP-8封装。测试中的电路工作在12V输入下,输出为3.3V/3A,测试所用电路显示在图12中。测试所用的板子有两个版本,一个具有完整的地铜箔层,一个没有。板上设置了多种可选配置,如LC输入滤波器,不同的输入电容放置位置,可选的Rboot、RC缓冲电路和输出端LC滤波器。具有这些不同选项的PCB设计显示在图13中。测试设备的配置如图14所示。当被测试对象被放在实验桌上时,其PCB上的电流回路和导线就会向周围环境辐射出高频能量,这些辐射信号又会自己找到路径返回到测试对象上,并以高频共模电流的形式出现在供电线上。这些供电线上的高频共模电流会和板上的电流结合在一起,可被用着辐射状况的指示信号。转换器的电源输入来自于三只串联的锂离子电池,电压大约为12V,这就使它们和实验室里的其他设备没有了直接联系。一只电解电容跨接在电池的引线上,这可消除电池电感可能导致的谐振问题。转换器的负载是一只并联了10μF MLCC电容的1Ω电阻,这可为之提供3A的负载,同时对高频信号的阻抗又是极低的。输入线靠电池一侧的接地端通过一只100Ω的电阻和实验台的地连接在一起,这就给整个电路提供了一个参考地,其阻抗很像EMC测试中的LISN网络。自制的EMI电流测试工具(见第8章)可被安置在电源输入线和输出线上。在本文中,我们是用示波器来观看测量到的高频电流信号,它能显示出转换器开关切换期间的高频小信号。对于这种重复出现的开关切换信号而言,使用示波器的FFT功能进行计算并看到测量电流中的各种频率成分是可能的。这种方法虽然不如频谱分析仪那么精确,但仍然不失为一种非常实用的工具,可在简单电路的分析中提供判断依据。输入电容的放置实验1 :将CIN放置在远离IC的地方。图16中的PCB布局呈现了一种很差的输入电容放置方法,这将在切换回路中引入很大的寄生电感。(此布局中还有额外的间隙以增加回路的面积。)我们首先通过测量输入线上的共模电流来对辐射噪声做一次常规的检查。从图17右侧显示的波形可以看到,共模电流是出奇地大,而且在很宽的整个频段上都可看到。我们可以用环形天线在PCB上方搜索辐射场以发现共模电流的源头所在。当环形天线移动到输入环路的上方时,示波器在低频至高达200MHz的频段上显示出巨大的辐射噪声,参见图18。我们也同时看到开关切换波形上出现很高的过冲和振铃信号,这些信号实际上已经超过了IC的耐压规格。这些状况说明错误的输入电容放置位置可以导致很高的辐射和巨大的振铃信号。假如将同样的测试在背面为地线层的板子上进行,我们将看到这种拥有地线层的大型CIN回路带来的辐射要远低于单面板上的结果,开关切换所带来的振铃信号也要低一些。参见图19。大回路上的电流形成的高频磁场会在地线层里生成涡旋电流,由涡旋电流所形成的磁场与原磁场的方向是相反的,从而可以抵消一部分原磁场。地线层离回路越近,抵消的效果就越好。实验2 :将CIN靠近IC放置我们继续使用单面PCB,并将CIN放置到靠近IC的地方,这样就形成了比较小的CIN回路。参见图20。开关切换过程中的过冲和振铃信号的幅度都降低了大约50%,辐射的强度下降了大约10dB,频带宽度扩展到了300MHz。上述实验最重要的结论是确认了更好地放置CIN可以改善开关切换波形上的过冲和振铃信号的幅度,还能降低高频辐射。在RT7297CHZSP中,芯片底部的散热焊盘是没有和晶圆内核连接在一起的,所以在PCB布局中将铜箔和散热焊盘连接在一起并不能缩短CIN回路。它的上桥MOSFET和下桥MOSFET通过多根邦定线连接到VIN和GND端子,因而可以通过这两个端子形成最短的回路。实验3 :直接在IC的VIN端子和GND端子之间增加额外的10nF小电容图22显示出了电容的放置方法,现在的CIN回路就通过IC的引脚、内部的邦定线和0603规格的电容形成了。从实验结果来看,开关切换波形上的过冲实际上已经消失了,但还存在低频的振铃信号。为了看清信号,测试天线也不得不再靠近PCB一些,其结果显示高频噪声已经消失,但在大约25MHz的地方出现了一个大的低频尖峰。这种低频谐振常因不同谐振回路中的两只电容因并联而发生谐振所导致,这种问题常常发生在EMI问题解决过程中,其回路和谐振都需要被定位才能排除。在此案例中,谐振发生在10nF电容和4nH的寄生电感上(大约3mm的导体长度),它们形成了大约25MHz的谐振信号。此谐振回路由0603电容、IC引脚、邦定线和PCB铜箔路径构成,其长度大约为3mm。解决这个问题的办法是在10nF小电容的旁边并联一个具有稍高ESR的22μF 1206电容。采用经过优化了的CIN放置方法的PCB布局设计如下图24所示。采用了上述的方案以后,单面板上的开关切换波形上的过冲已经完全消失,经环形天线检测到的辐射噪声也很低,它在经过FFT运算后得到的波形几乎都在本底噪声水平上。假如我们在这个时候再用高频电流探头对输入线上的共模电流进行测量,我们将可看到共模噪声已经下降很多。与第一次测量的结果相比,某些频率上的差异多于30dB,说明整个板子的辐射水平已经很低了。在电源输入线上滤波电源输入线上的高频电流由差模电流和共模电流构成。对于共模电流,可以在PCB布局设计时将具有高电流变化率dI/dt的电流环最小化予以消减。而差模电流则有不同的来源,我们可以如图27那样将正、负两条线以不同方向穿过自制的电流探头的磁芯来进行测量。我们要测量的差模电流是由Buck转换器的脉冲状输入电流在经过输入电容的时候由其ESR和PCB布局形成的ESL(假如存在的话)所导致的电压下沉出现在输入电容上而形成的,它最后呈现在电源输入线上成为差模电流。通过增加输入电容可以降低差模电流,但更有效的做法是在输入线上加入一个小型的LC滤波器,如图28右侧所示的那样。没有输入滤波器添加10μF 1206 MLCC + 2A 0603磁珠(BLM18PG121SN1)作为滤波器添加10μF 1206 MLCC + 1μH 1.5A 电感(LQH3NPN1R0)作为滤波器 正如从图29中看到的那样,添加磁珠 + 电容构成的滤波器可滤除除800kHz基波以外的所有高频成分,添加1μH电感 + 电容构成的滤波器可消除包含基波在内的所有差模噪声。在输出线上滤波当对输出端的差模信号进行测量时,我们能看到的高频成分会比较少,这是因为输出电流是连续的,电流变化率不高。然而,我们仍能在其中看到高达30MHz左右频率的低频噪声,这是由于转换器中电感上的电流纹波经过输出电容传递到了输出端成为输出端上的差模电流,毕竟这些电容也含有ESR和ESL嘛。通过在输出端添加额外的LC滤波器可以将大部分的差模信号滤除掉,这种滤波器可由磁珠和MLCC电容构成,其方法如图30所示。测量3.3V输出端差模信号的方法没有滤波器时的输出使用输出滤波器(22μF 1206 MLCC + 0603 4A磁珠 BLM18SG700TN1)之后的结果 经常发生的一件事情是某些电感的漏磁会耦合到输出端的回路上,这也会造成输出端差模电流的出现。屏蔽电感的漏磁会比较低,其磁场信号不容易进入输出回路,但没有屏蔽或是半屏蔽的电感就完全不一样了。一旦遇到这样的状况,输出回路的面积就必须最小化以使其不容易将电感的漏磁耦合进去。通过在自举电路中串联电阻和使用RC缓冲抑制电路消减振铃信号在此实验中,我们使用双面PCB,输入电容的放置位置如上面的实验2一样,这样的配置可以在输入回路中引入比较明显的辐射。为了作为参照,首先在没有Rboot和RC缓冲抑制电路的情况下对输入线上的共模电流进行测试。开关切换波形显示出5V的过冲,过冲信号的振荡频率为238MHz;输入线上的共模电流显示出明显的高频噪声。参考图33。RT7297C使用了相对比较小的上桥MOSFET (110mΩ),因而通过给自举电路串联小电阻的方法带来的影响也很小。实验发现,即使将Rboot加到20Ω也不能看到很明显的波形改变,下图所示的示波器图形将电阻为0Ω时的波形(灰色)和添加了33Ω串联电阻时的波形进行了对比,可以看出过冲信号幅度降到了3V。这种改变对共模电流的影响也很小,在这种简易的测量中几乎看不出来。为了确定RC缓冲抑制电路的值,我们使用在第5章描述过的方法。振铃信号的原始频率fRING = 238MHz,添加220pF电容后,fRING变成114MHz,所以CP = 220pF/3 = 73pF。LP可由公式算得,其结果为LP = 6.1nH。RS可由公式进行计算。我们选择ξ = 0.5,于是RS = 9.1Ω,我们选择其为8.2Ω。CS应为4xCP,所以是330pF。没有RC缓冲抑制电路的波形加入RC缓冲抑制电路后的波形加入RC缓冲抑制电路后的共模电流 增加RC缓冲抑制电路在高频段可对共模电流带来下降5dB的影响。上升沿干净无振铃下降沿没有什么改变 由上图可见,Rboot对效率的影响比较小,但在负载很重的时候其影响会加大。RC平滑抑制电路对效率的影响会比较大,特别是在轻载和中等负载的情况下,但最大也就1~2%,处于可以接受的范围。需要特别注意的是,当Buck转换器的工作频率很高和输入电压很高的时候,RC平滑抑制电路对效率的影响会很大。

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    摘要要想消除开关模式电源转换器中的EMI问题会是一个很大的挑战,因为其中含有很多高频成分。电子元件中的寄生成分常常扮演很重要的角色,所以其表现常常与预期的大相径庭。本文针对低压Buck转换器工作中的EMI问题进行很基础的分析,然后为这些问题的解决提供很实用的解决方案,非常具有参考价值。 1. 概述在设计开关模式转换器的时候,电磁兼容问题通常总是要在设计完成以后的测试阶段才会遇到。假如没有在设计的第一阶段就考虑到电磁兼容性问题,要在最后的环节再来降低其影响就会很困难,花费也会很高。所以,为了确保产品设计过程顺畅无阻,能够得到最优化的设计,最好的做法是在设计一开始的时候就开始考虑这个问题。在所有要考虑的因素中,元件选择和PCB布局设计是获得最佳EMI性能的关键。 2. 转换器中的EMI源头造成EMI问题的辐射源有两类:交变电场(高阻),交变磁场(低阻)。非隔离的DC/DC转换器具有阻抗很低的节点和环路(远低于自由空间的阻抗377Ω,此值为真空磁导率μ。和真空中的光速C。的乘积,也被称为自由空间的本质阻抗——译注),因而Buck架构DC/DC转换器中主要的辐射源通常是磁场。磁场辐射是由小型电流环中的高频电流形成的。电流环所生成的高频磁场会在离开环路大约0.16λ以后逐渐转换为电磁场,由此形成的场强大约为 :其中,f是信号的频率,单位为Hz;A是电流环路的面积,单位为m2;I是电流环中的电流幅值,单位为A;R是测量点距离环路的距离,单位为m。举例而言,一个1cm2的电流环,其中的电流为1mA,电流变化频率为100MHz,则距离此电流环3m处的场强为4.4μV/m,或说是12.9dBμV。下图1显示了一个流过1mA电流的1cm2电流环所形成的辐射强度与电流变化频率之间的关系,图中绿线是标准容许的3m距离上的辐射强度阈值。由图可见,由1mA电流在1cm2环路中所形成的辐射并不容易超出规格的限制。现实中造成辐射超标的原因常常是应该极小化的环路变成了大的环路,或者是附加在线路上的导线形成了多余的辐射。这些大回路或导线所形成的天线效应将在总的辐射中发挥主要的作用。 3. 转换器中的电流回路Buck架构DC/DC转换器中存在两个电流发生剧烈变化的主回路 :当上桥MOSFET Q1导通的时候,电流从电源流出,经Q1和L1后进入输出电容和负载,再经地线回流至电源输入端。在此过程中,电流中的交变成分会流过输入电容和输出电容。这里所说的电流路径如图2中的红线所示,它被标注为I1。当Q1截止以后,电感电流还会继续保持原方向流动,而同步整流开关MOSFET Q2将在此时导通,这时的电流经Q2、L1、输出电容流动并经地线回流至Q2,其回路如图2中蓝线所示,它被标注为I2。电流I1和I2都是不连续的,这意味着它们在发生切换的时候都存在陡峭的上升沿和下降沿,这些陡峭的上升沿和下降沿具有极短的上升和下降时间,因而存在很高的电流变化速度dI/dt,其中就必然存在很多高频成分。在上面所述的回路中,电流环I1和I2共同共享了自开关节点→电感→输出电容→地→Q2的源极这一段路径。I1和I2合成起来后就形成了一个相对平缓、连续的锯齿状波形,由于其中不存在电流变化率dI/dt极高的边沿,其包含的高频成分就要少一些。从电磁辐射的角度来看,图3中存在阴影的A1区域是存在高电流变化率dI/dt的回路部分,这个回路将生成最多的高频成分,因而在Buck转换器的EMI设计中是需要被重点考虑的最关键部分。图中A2区域的电流变化率dI/dt就没有A1区域的高,因而生成的高频噪声也就比较少。当进行Buck转换器的PCB布局设计时,A1区域的面积就应当被设计得尽可能地小。关于这一点,可以参考第7章的PCB布局设计实战要点。 4. 输入和输出的滤波处理在理想状况下,输入、输出电容对于Buck转换器的开关电流来说都具有极低的阻抗。但在实际上,电容都存在ESR和ESL,它们都增加了电容的阻抗,并且导致上面出现额外的高频电压跌落。这种电压跌落将在电源供应线路上和负载连接电路上形成相应的电流变化,见图4。由于Buck转换器输入电流的不连续特性和实际为转换器供电的电源线通常都很长的缘故,输入回路A3所造成的辐射也可能是很可观的,并且可导致超出规格的传导辐射(在150kHz~30MHz频段),不能通过电磁兼容(EMC)的传导测试检验。为了降低输入电容CIN造成的电压跌落,可在靠近Buck IC的地方放置多种不同尺寸的低ESR的MLCC电容,例如可将1206封装的2×10μF和0603或0402封装的22nF~100nF电容结合起来使用。为了降低输入回路的噪声,强烈建议在输入线上添加额外的LC滤波器。当使用纯电感作为L2时,就有必要添加电解电容C3以抑制电源输入端可能出现的振铃信号,确保输入电源的稳定。为了对输出进行滤波,也要使用多种不同尺寸的MLCC电容作为输出电容Cout。小尺寸的0603或0402的22nF~100nF的电容可以很好地阻止源于开关切换节点的高频噪声经由电感L1的寄生电容耦合到输出端。额外增加的高频磁珠可防止输出回路变成有效的环形天线,但需要注意的是这方法可能使转换器的负载瞬态响应特性和负载调整特性变差。假如应用中的负载在这方面有严格要求,那就不要使用磁珠,可以直接将转换器尽可能地靠近负载,通过对铜箔的优化布置使环路的面积达到最小化。 5. 降低转换器的开关切换速度假如通过PCB布局和滤波设计的优化仍然不能让一个Buck转换电路的辐射水平低于需要的水平,那就只能在降低转换器的开关切换速度上想办法,这对降低其辐射水平是很有帮助的。为了理解这能导致多大程度的改进,我们需要对不连续电流脉冲的高频成分进行一番探讨。图6左侧显示的是简化为梯形了的电流波形,其周期为TPERIOD,脉冲宽度为TW,脉冲上升/下降时间为TRISE。从频域来看此信号,其中含有基频成分和很多高次谐波成分,通过傅里叶分析可以知道这些高频成分的幅度和脉冲宽度、上升/下降时间之间的关系,这种关系被表现在图6的右侧。图6中的频率值是基于一个具有800kHz频率的开关信号而得出的,该信号的脉冲宽度为320ns,具有10ns的上升/下降时间。EMI辐射问题常常发生在50MHz~300MHz频段。通过增加上升和下降时间可将fR的位置向低频方向移动,而更高频率信号的强度将以40dB/dec的速度快速降低,从而改善其辐射状况。在低频段,较低的上升和下降速度所导致的改善是很有限的。 在自举电路上增加串联电阻开关切换波形的上升时间取决于上桥MOSFET Q1的导通速度。Q1是受浮动驱动器驱动的,该驱动器的供电来自于自举电容Cboot。在集成化的Buck转换器中,Cboot由内部的稳压器进行供电,其电压通常为4V~5V。见图7左侧。通过降低上桥MOSFET开关的导通速度可使Buck转换器开关波形和电流脉冲的上升时间增加,这可通过给Cboot增加一只串联电阻Rboot来实现,如图7所示。Rboot的取值与上桥MOSFET的尺寸有关,对于大多数应用来说,5~10Ω就足够了。对于较小的MOSFET,它们具有较高的Rdson,较大的Rboot值是容许的。在高占空比的应用中,太大的Rboot值可能导致Cboot充电不足,甚至可能导致电流检测电路的不稳定。另外,较低的MOSFET导通速度也将增加开关损耗,从而导致效率的下降。在MOSFET外置的设计中,电阻可被串接到上桥MOSFET的栅极上,这就可以同时增加上桥的导通时间和截止时间。当上桥MOSFET Q1被关断的时候,电感电流会对Q1的寄生输出电容进行充电,同时对Q2的寄生输出电容进行放电,直至开关切换节点电位变得低于地电位并使Q2的体二极管导通。因此,下降时间基本上是由电感峰值电流和开关节点上的总寄生电容所决定的。图8显示出了一个常规设计中的Buck转换器IC中的寄生元件。这些寄生电容是由MOSFET的Coss和相对于基底之间的电容共同构成的,另外还有寄生电感存在于从IC引脚到晶圆内核之间的连接线上,这些寄生元件和PCB布局所导致的寄生电感与输入滤波电容上的ESL一起将导致开关切换波形上的高频振铃信号。当MOSFET Q1导通时,开关节点信号上升沿的振铃信号主要就由Q2的Coss和MOFET开关切换路径上的总寄生电感(LpVIN + LpGND+ LpLAYOUT + ESLCIN)导致。当MOFET Q1截止时,开关节点信号下降沿的振铃信号主要由Q1的Coss和下桥MOSFET源极到地之间的寄生电感(LpGND)导致。图9显示了一个具有快速上升时间和下降时间的开关节点波形,其上升沿和下降沿都存在振铃信号。由于寄生电感中的储能等于½∙I2∙Lp,所以振铃信号的幅度将随负载电流的增加而增加。此信号的频率范围通常在200~400MHz之间,可导致高频EMI辐射。过度的振铃信号通常意味着较大的寄生电感,说明需要对PCB布局设计进行检查、修正,以便对环路较大或对VIN和/或地线路太窄的问题予以修正。元件的封装也会影响振铃状况,打线方式的封装会有比晶圆倒装方式的封装更大的寄生电感存在,因为邦定线的电感会大于焊点的电感,其表现就会更差一些。RC缓冲抑制电路添加RC缓冲电路可有效地抑制振铃现象,同时会造成开关切换损耗的增加。RC缓冲电路应当放置在紧靠开关节点和功率地处。在使用外部MOSFET开关的Buck转换器中,RC缓冲电路应当直接跨过下桥MOSFET的漏极和源极放置。图10示范了RC缓冲电路的放置位置。缓冲电阻Rs的作用是对寄生LC振荡电路的振荡过程施加足够的抑制能力,其取值取决于意欲施加的抑制强度和L、C寄生元件的参数,可由下式予以确定 :其中,ξ是抑制因子。通常,ξ的取值在0.5(轻微抑制)到1(重度抑制)之间。寄生参数Lp和Cp的值通常是未知的,但可通过下述方法进行测量 :在信号上升沿测量原始振铃信号的频率fRING。在开关节点和地之间增加一个小电容,这可让振铃信号的频率得到降低。持续增加电容,直至振铃信号的频率降低到原始振铃频率的50%。降低到50%的振铃信号频率意味着总谐振电容的大小是原始电容量的4倍。因此,原始电容Cp的值便是新增电容量的1/3。这样就能求得寄生电感Lp的值 : RC缓冲电路中的串联电容Cs需要足够大,以便让抑制电阻能在电路谐振期间表现出稳定的谐振抑制效果。如果这个电容的值太大,它在每个开关周期中的充电和放电过程就会导致过大的功率消耗。所以,Cs的取值通常以电路寄生电容的值的3~4倍为宜。除了可以对谐振产生抑制,RC平滑抑制电路还可以轻微地降低开关切换波形上升和下降的速度。除此以外,对平滑抑制电容的充电和放电过程还会导致开关状态变换期间出现额外的开关切换电流尖峰,这可在低频区域引起新的EMI问题。当使用了RC平滑抑制电路以后,应当确保要对电路的总功率损失进行检查。转换器的效率是必然会下降的,这在开关切换工作频率很高和输入电压很高的时候表现尤甚。RL缓冲抑制电路一种不容易想到的抑制开关回路振铃信号的方法是在谐振电路上增加一个串联的RL缓冲抑制电路,这种做法如图11所示。添加此电路的目的是要在谐振电路中引入少量的串联阻抗,但却足够提供部分抑制作用。基于开关切换电路的总阻抗总是很低的事实,抑制电阻Rs可以用得很小,大概是1Ω或是更小的量级。电感Ls的选择依据是能在比谐振频率低的频段提供很低的阻抗,实际上就是要在低频段上对抑制电阻提供短路作用。由于振铃信号的频率通常总是很高,需要使用的电感也就可以很小,大概就是几个nH的量级,甚至可用几个mm长的PCB铜箔路径代替,这样做并不会导致明显增加的环路面积。也有可能用很小的磁珠来替代这个电感,让它和Rs并联在一起。当这么做的时候,这个磁珠应在低于谐振频率的低频上具有很低的阻抗,同时还要具有足够的电流负载能力,以便能够承载输入端的有效电流。L缓冲抑制电路最好是被放置在紧靠功率级的输入节点上。RL抑制电路带来的一个不足是它会在高频区域为开关回路引入一个阻抗,当开关状态发生快速变换的时候,切换中的电流脉冲会在电阻Rs上形成一个短时的电压毛刺,从而在功率级的输入节点上也出现一个小小的毛刺。假如输入端的电压毛刺使电压变得太高或太低,功率级的开关切换或IC的工作就会受到影响。因此,当加入了RL缓冲抑制电路的时候,一定要在最大负载状态下对输入节点上的电压毛刺情况进行检查,避免由此可能带来的问题发生。

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    软开关分为ZVS(零电压开关)和ZCS(零电流开关),由于ZVS一般无需外加辅助器件,容易实现所以在隔离DC-DC变换器中得到了广泛的运用(以移相全桥(Full Bridge Phase-shift)和LLC为代表)。      下面主要来讲讲开关管ZVS的实现,下图是MOSFET及其在分析ZVS时的等效模型。全控开关用一个理想开关及一个串联导通内阻RDS_on代替。无论是移相全桥(FBPS)还是谐振变换器(LLC),其ZVS短暂的过程都是一样的,均是利用谐振电感Lr有序地“充”/“放”桥臂上下管MOSFET结电容上的电荷。 为了便于理解,此处简化讲解ZVS桥臂上下管MOSFET的换流过程:      1、[~,t0]稳态      t0之前,MOS管S1一直通,S2一直断。电流流经RDSon1和谐振电感Lr。    2、[t0,t1]桥臂换流      t0时刻,MOS管S1关断,此时S1、S2均关断,没有通路。谐振电流iLr被迫给S1结电容C1充电,并抽走S2结电容C2上的电荷。直到Vc1被充到Vin,Vc2被抽到0V,一旦Vc2降到0V,谐振电流iLr就流经S2的体二极管(续流),此时谐振电流iLr才重新找到一条稳定的通路。   3、[t1,~]——t1 时刻S2软开(ZVS零电压开通),维持稳态      t1时刻,S1的驱动电平变高,此时MOS管S2合上,由于RDSon2上的压降要比体二极管的导通压降更小,所以电流流经RDSon2(MOSFET具有双向导电性,此时MOSFET工作在同步整流状态,这个特性是IGBT所不具备的,这也是MOSFET在ZVS变换器中的天然优势,电流几乎时时刻刻都流经RDSon,通态损耗很小)。 到此,S1关断到S2开通的过程已经讲完,分析整个过程可以发现,是S1的关断成全了S2的软开,要是没有S1的关断,迫使谐振电流iLr为找到新的通路而“充”/“放”桥臂上下管结电容电荷,S2的续流二极管也不可能在S2驱动高电平(t1时刻)来之前就导通续流。所以S2的软开全靠S1的硬关成全(ZVS的特点,硬关软开)。      送一幅MOSFET的ZVS波形图(Vgs&Vds),可以清楚地看清软开(开通无米勒平台)硬关(关断有米勒平台)。 而S2关断到S1开通的过程与上述过程完全一致,不在重复。 关于硬开,硬开是在MOSFET关断的情况下(Vc1=Vin),直接通过RDSon把结电容上的电荷消耗掉,从而导通管子,显然要比软开EMI及开通损耗要大很多。

  • 2018-11-02
  • 发表了主题帖: 开关电源各处损耗探究

    概述能量转换系统必定存在能耗,虽然实际应用中无法获得100%的转换效率,但是,一个高质量的电源效率可以达到非常高的水平,效率接近95%。绝大多数电源IC 的工作效率可以在特定的工作条件下测得,数据资料中给出了这些参数。一般厂商会给出实际测量的结果,但我们只能对我们自己的数据担保。图1 给出了一个SMPS 降压转换器的电路实例,转换效率可以达到97%,即使在轻载时也能保持较高效率。采用什么秘诀才能达到如此高的效率?我们最好从了解SMPS 损耗的公共问题开始,开关电源的损耗大部分来自开关器件(MOSFET 和二极管),另外小部分损耗来自电感和电容。但是,如果使用非常廉价的电感和电容(具有较高电阻),将会导致损耗明显增大。选择IC 时,需要考虑控制器的架构和内部元件,以期获得高效指标。例如,图1 采用了多种方法来降低损耗,其中包括:同步整流,芯片内部集成低导通电阻的MOSFET,低静态电流和跳脉冲控制模式。我们将在本文展开讨论这些措施带来的好处。图1. 降压转换器集成了低导通电阻的MOSFET,采用同步整流,效率曲线如图所示。 降压型SMPS损耗是任何SMPS 架构都面临的问题,我们在此以图2 所示降压型(或buck)转换器为例进行讨论,图中标明各点的开关波形,用于后续计算。 降压转换器的主要功能是把一个较高的直流输入电压转换成较低的直流输出电压。为了达到这个要求,MOSFET 以固定频率(fS),在脉宽调制信号(PWM)的控制下进行开、关操作。当MOSFET 导通时,输入电压给电感和电容(L 和COUT)充电,通过它们把能量传递给负载。在此期间,电感电流线性上升,电流回路如图2 中的回路1 所示。 当MOSFET 断开时,输入电压断开与电感的连接,电感和输出电容为负载供电。电感电流线性下降,电流流过二极管,电流回路如图中的环路2 所示。MOSFET 的导通时间定义为PWM 信号的占空比(D)。D 把每个开关周期分成[D × tS]和[(1 - D) × tS]两部分,它们分别对应于MOSFET 的导通时间(环路1)和二极管的导通时间(环路2)。所有SMPS 拓扑(降压、反相等)都采用这种方式划分开关周期,实现电压转换。 对于降压转换电路,较大的占空比将向负载传输较多的能量,平均输出电压增加。相反,占空比较低时,平均输出电压也会降低。根据这个关系,可以得到以下理想情况下(不考虑二极管或MOSFET 的压降)降压型SMPS 的转换公式:VOUT = D × VINIIN = D × IOUT 需要注意的是,任何SMPS 在一个开关周期内处于某个状态的时间越长,那么它在这个状态所造成的损耗也越大。对于降压型转换器,D 越低(相应的VOUT 越低),回路2 产生的损耗也大。 开关器件的损耗 MOSFET 传导损耗 图2 (以及其它绝大多数DC-DC 转换器拓扑)中的MOSFET 和二极管是造成功耗的主要因素。相关损耗主要包括两部分:传导损耗和开关损耗。 MOSFET 和二极管是开关元件,导通时电流流过回路。器件导通时,传导损耗分别由MOSFET 的导通电阻(RDS(ON))和二极管的正向导通电压决定。 MOSFET 的传导损耗(PCOND(MOSFET))近似等于导通电阻RDS(ON)、占空比(D)和导通时MOSFET 的平均电流(IMOSFET(AVG))的乘积。 PCOND(MOSFET) (使用平均电流) = IMOSFET(AVG)2 × RDS(ON) × D 上式给出了SMPS 中MOSFET 传导损耗的近似值,但它只作为电路损耗的估算值,因为电流线性上升时所产生的功耗大于由平均电流计算得到的功耗。对于“峰值”电流,更准确的计算方法是对电流峰值和谷值(图3 中的IV 和IP)之间的电流波形的平方进行积分得到估算值。图3. 典型的降压型转换器的MOSFET 电流波形,用于估算MOSFET 的传导损耗。 下式给出了更准确的估算损耗的方法,利用IP 和IV 之间电流波形I2的积分替代简单的I2项。PCOND(MOSFET) = [(IP3 - IV3)/3] × RDS(ON) × D= [(IP3 - IV3)/3] × RDS(ON) × VOUT/VIN式中,IP 和IV 分别对应于电流波形的峰值和谷值,如图3 所示。MOSFET 电流从IV 线性上升到IP,例如:如果IV 为0.25A,IP 为1.75A,RDS(ON)为0.1Ω,VOUT 为VIN/2 (D = 0.5),基于平均电流(1A)的计算结果为:PCOND(MOSFET) (使用平均电流) = 12 × 0.1 × 0.5 = 0.050W利用波形积分进行更准确的计算:PCOND(MOSFET) (使用电流波形积分进行计算) = [(1.753 - 0.253)/3] × 0.1 × 0.5 = 0.089W或近似为78%,高于按照平均电流计算得到的结果。对于峰均比较小的电流波形,两种计算结果的差别很小,利用平均电流计算即可满足要求。 二极管传导损耗MOSFET 的传导损耗与RDS(ON)成正比,二极管的传导损耗则在很大程度上取决于正向导通电压(VF)。二极管通常比MOSFET 损耗更大,二极管损耗与正向电流、VF 和导通时间成正比。由于MOSFET 断开时二极管导通,二极管的传导损耗(PCOND(DIODE))近似为:PCOND(DIODE) = IDIODE(ON) × VF × (1 - D)式中,IDIODE(ON)为二极管导通期间的平均电流。图2 所示,二极管导通期间的平均电流为IOUT,因此,对于降压型转换器,PCOND(DIODE)可以按照下式估算:PCOND(DIODE) = IOUT × VF × (1 - VOUT/VIN)与MOSFET 功耗计算不同,采用平均电流即可得到比较准确的功耗计算结果,因为二极管损耗与I 成正比,而不是I2。显然,MOSFET 或二极管的导通时间越长,传导损耗也越大。对于降压型转换器,输出电压越低,二极管产生的功耗也越大,因为它处于导通状态的时间越长。 开关动态损耗由于开关损耗是由开关的非理想状态引起的,很难估算MOSFET 和二极管的开关损耗,器件从完全导通到完全关闭或从完全关闭到完全导通需要一定时间,在这个过程中会产生功率损耗。图4 所示MOSFET 的漏源电压(VDS)和漏源电流(IDS)的关系图可以很好地解释MOSFET 在过渡过程中的开关损耗,从上半部分波形可以看出,tSW(ON)和tSW(OFF)期间电压和电流发生瞬变,MOSFET 的电容进行充电、放电。 图4 所示,VDS 降到最终导通状态(= ID × RDS(ON))之前,满负荷电流(ID)流过MOSFET。相反,关断时,VDS 在MOSFET 电流下降到零值之前逐渐上升到关断状态的最终值。开关过程中,电压和电流的交叠部分即为造成开关损耗的来源,从图4 可以清楚地看到这一点。 图4. 开关损耗发生在MOSFET 通、断期间的过渡过程 开关损耗随着SMPS 频率的升高而增大,这一点很容易理解,随着开关频率提高(周期缩短),开关过渡时间所占比例增大,从而增大开关损耗。开关转换过程中,开关时间是占空比的二十分之一对于效率的影响要远远小于开关时间为占空比的十分之一的情况。由于开关损耗和频率有很大的关系,工作在高频时,开关损耗将成为主要的损耗因素。MOSFET 的开关损耗(PSW(MOSFET))可以按照图3 所示三角波进行估算,公式如下:PSW(MOSFET) = 0.5 × VD × ID × (tSW(ON) + tSW(OFF)) × fS 其中,VD 为MOSFET 关断期间的漏源电压,ID 是MOSFET 导通期间的沟道电流,tSW(ON)和tSW(OFF)是导通和关断时间。对于降压电路转换,VIN 是MOSFET 关断时的电压,导通时的电流为IOUT。 为了验证MOSFET 的开关损耗和传导损耗,图5 给出了降压转换器中集成高端MOSFET 的典型波形:VDS和IDS。电路参数为:VIN = 10V、VOUT = 3.3V、IOUT = 500mA、RDS(ON) = 0.1Ω、fS = 1MHz、开关瞬变时间(tON + tOFF)总计为38ns。 在图5 可以看出,开关变化不是瞬间完成的,电流和电压波形交叠部分导致功率损耗。MOSFET“导通”时(图2),流过电感的电流IDS 线性上升,与导通边沿相比,断开时的开关损耗更大。 利用上述近似计算法,MOSFET 的平均损耗可以由下式计算:PT(MOSFET) = PCOND(MOSFET) + PSW(MOSFET)= [(I13 - I03)/3] × RDS(ON) × VOUT/VIN + 0.5 × VIN × IOUT × (tSW(ON) + tSW(OFF)) × fS= [(13 - 03)/3] × 0.1 × 3.3/10 + 0.5 × 10 × 0.5 × (38 × 10-9) × 1 × 106= 0.011 + 0.095 = 106mW 这一结果与图5 下方曲线测量得到的117.4mW 接近,注意:这种情况下,fS 足够高,PSW(MOSFET)是功耗的主要因素。图5. 降压转换器高端MOSFET 的典型开关周期,输入10V、输出3.3V (输出电流500mA)。开关频率为1MHz,开关转换时间是38ns。 与MOSFET 相同,二极管也存在开关损耗。这个损耗很大程度上取决于二极管的反向恢复时间(tRR),二极管开关损耗发生在二极管从正向导通到反向截止的转换过程。 当反向电压加在二级管两端时,正向导通电流在二极管上产生的累积电荷需要释放,产生反向电流尖峰(IRR(PEAK)),极性与正向导通电流相反,从而造成V × I 功率损耗,因为反向恢复期内,反向电压和反向电流同时存在于二极管。图6 给出了二极管在反向恢复期间的PN 结示意图。图6. 二极管结反偏时,需要释放正向导通期间的累积电荷,产生峰值电流(IRR(PEAK))。了解了二极管的反向恢复特性,可以由下式估算二极管的开关损耗(PSW(DIODE)):PSW(DIODE) = 0.5 × VREVERSE × IRR(PEAK) × tRR2 × fS其中,VREVERSE 是二极管的反向偏置电压,IRR(PEAK)是反向恢复电流的峰值,tRR2 是从反向电流峰值IRR 到恢复电流为正的时间。对于降压电路,当MOSFET 导通的时候,VIN 为MOSFET 导通时二极管的反向偏置电压。 为了验证二极管损耗计算公式,图7 显示了典型的降压转换器中PN 结的开关波形,VIN = 10V、VOUT =3.3V,测得IRR(PEAK) = 250mA、IOUT = 500mA、fS = 1MHz、 tRR2 = 28ns、VF = 0.9V。利用这些数值可以得到:该结果接近于图7 所示测量结果358.7mW。考虑到较大的VF和较长的二极管导通周期,tRR 时间非常短,开关损耗(PSW(DIODE))在二极管损耗中占主导地位。 图7. 降压型转换器中PN 结开关二极管的开关波形,从10V 输入降至3.3V 输出,输出电流为500mA。其它参数包括:1MHz 的fS,tRR2 为28ns,VF = 0.9V。 提高效率基于上述讨论,通过哪些途径可以降低电源的开关损耗呢?直接途径是:选择低导通电阻RDS(ON)、可快速切换的MOSFET;选择低导通压降VF、可快速恢复的二极管。 直接影响MOSFET 导通电阻的因素有几点,通常增加芯片尺寸和漏源极击穿电压(VBR(DSS)),由于增加了器件中的半导体材料,有助于降低导通电阻RDS(ON)。另一方面,较大的MOSFET 会增大开关损耗。因此,虽然大尺寸MOSFET 降低了RDS(ON),但也导致小器件可以避免的效率问题。当管芯温度升高时,MOSFET 导通电阻会相应增大。必须保持较低的结温,使导通电阻RDS(ON)不会过大。导通电阻RDS(ON)和栅源偏置电压成反比,因此,推荐使用足够大的栅极电压以降低RDS(ON)损耗,但此时也会增大栅极驱动损耗,需要平衡降低RDS(ON)的好处和增大栅极驱动的缺陷。MOSFET 的开关损耗与器件电容有关,较大的电容需要较长的充电时间,使开关切换变缓,消耗更多能量。 米勒电容通常在MOSFET 数据资料中定义为反向传输电容(CRSS)或栅-漏电容(CGD),在开关过程中对切换时间起决定作用。米勒电容的充电电荷用QGD 表示,为了快速切换MOSFET,要求尽可能低的米勒电容。一般来说,MOSFET 的电容和芯片尺寸成反比,因此必须折衷考虑开关损耗和传导损耗,同时也要谨慎选择电路的开关频率。对于二极管,必须降低导通压降,以降低由此产生的损耗。对于小尺寸、额定电压较低的硅二极管,导通压降一般在0.7V 到1.5V 之间。二极管的尺寸、工艺和耐压等级都会影响导通压降和反向恢复时间,大尺寸二极管通常具有较高的VF 和tRR,这会造成比较大的损耗。开关二极管一般以速度划分,分为“高速”、“甚高速”和“超高速”二极管,反向恢复时间随着速度的提高而降低。快恢复二极管的tRR 为几百纳秒,而超高速快恢复二极管的tRR 为几十纳秒。低功耗应用中,替代快恢复二极管的一种选择是肖特基二极管,这种二极管的恢复时间几乎可以忽略,反向恢复电压VF 也只有快恢复二极管的一半(0.4V 至1V),但肖特基二极管的额定电压和电流远远低于快恢复二极管,无法用于高压或大功率应用。另外,肖特基二极管与硅二极管相比具有较高的反向漏电流,但这些因素并不限制它在许多电源中的应用。然而,在一些低压应用中,即便是具有较低压降的肖特基二极管,所产生的传导损耗也无法接受。比如,在输出为1.5V 的电路中,即使使用0.5V 导通压降VF 的肖特基二极管,二极管导通时也会产生33%的输出电压损耗!为了解决这一问题,可以选择低导通电阻RDS(ON)的MOSFET实现同步控制架构。用MOSFET 取代二极管(对比图1 和图2 电路),它与电源的主MOSFET 同步工作,所以在交替切换的过程中,保证只有一个导通。导通的二极管由导通的MOSFET 所替代,二极管的高导通压降VF 被转换成MOSFET 的低导通压降(MOSFET RDS(ON) × I),有效降低了二极管的传导损耗。当然,同步整流与二极管相比也只是降低了MOSFET 的压降,另一方面,驱动同步整流MOSFET 的功耗也不容忽略。IC数据资料 以上讨论了影响开关电源效率的两个重要因素(MOSFET 和二极管)。回顾图 1 所示降压电路,从数据资料中可以获得影响控制器IC 工作效率的主要因素。首先,开关元件集成在IC 内部,可以节省空间、降低寄生损耗。其次,使用低导通电阻RDS(ON)的MOSFET,在小尺寸集成降压IC (如MAX1556)中,其NMOS 和PMOS 的导通电阻可以达到0.27Ω (典型值)和0.19Ω (典型值)。最后,使用的同步整流电路。对于500mA 负载,占空比为50%的开关电路,可以将低边开关(或二极管)的损耗从225mW (假设二极管压降为 1V)降至 34mW。合理选择SMPS IC 合理选择 SMPS IC的封装、控制架构,并进行合理设计,可以有效提高转换效率。 集成功率开关 功率开关集成到IC 内部时可以省去繁琐的MOSFET 或二极管选择,而且使电路更加紧凑,由于降低了线路损耗和寄生效应,可以在一定程度上提高效率。根据功率等级和电压限制,可以把MOSFET、二极管(或同步整流MOSFET)集成到芯片内部。将开关集成到芯片内部的另一个好处是栅极驱动电路的尺寸已经针对片内MOSFET 进行了优化,因而无需将时间浪费在未知的分立MOSFET 上。 静态电流 电池供电设备特别关注IC 规格中的静态电流(IQ),它是维持电路工作所需的电流。重载情况下(大于十倍或百倍的静态电流IQ),IQ 对效率的影响并不明显,因为负载电流远大于IQ,而随着负载电流的降低,效率有下降的趋势,因为IQ 对应的功率占总功率的比例提高。这一点对于大多数时间处于休眠模式或其它低功耗模式的应用尤其重要,许多消费类产品即使在“关闭”状态下,也需要保持键盘扫描或其它功能的供电,这时,无疑需要选择具有极低IQ的电源。 电源架构对效率的提高 SMPS 的控制架构是影响开关电源效率的关键因素之一。这一点我们已经在同步整流架构中讨论过,由于采用低导通电阻的MOSFET 取代了功耗较大的开关二极管,可有效改善效率指标。 另一种重要的控制架构是针对轻载工作或较宽的负载范围设计的,即跳脉冲模式,也称为脉冲频率调制(PFM)。与单纯的PWM 开关操作(在重载和轻载时均采用固定的开关频率)不同,跳脉冲模式下转换器工作在跳跃的开关周期,可以节省不必要的开关操作,进而提高效率。 跳脉冲模式下,在一段较长时间内电感放电,将能量从电感传递给负载,以维持输出电压。当然,随着负载吸收电流,输出电压也会跌落。当电压跌落到设置门限时,将开启一个新的开关周期,为电感充电并补充输出电压。 需要注意的是跳脉冲模式会产生与负载相关的输出噪声,这些噪声由于分布在不同频率(与固定频率的PWM 控制架构不同),很难滤除。 先进的SMPS IC 会合理利用两者的优势:重载时采用恒定PWM 频率;轻载时采用跳脉冲模式以提高效率,图1 所示IC 即提供了这样的工作模式。 当负载增加到一个较高的有效值时,跳脉冲波形将转换到固定PWM,在标称负载下噪声很容易滤除。在整个工作范围内,器件根据需要选择跳脉冲模式和PWM 模式,保持整体的最高效率(图8)。 图8 中的曲线D、E、F 所示效率曲线在固定PWM 模式下,轻载时效率较低,但在重载时能够提供很高的转换效率(高达98%)。如果设置在轻载下保持固定PWM 工作模式,IC 将不会按照负载情况更改工作模式。这种情况下能够使纹波保持在固定频率,但浪费了一定功率。重载时,维持PWM 开关操作所需的额外功率很小,远远低于输出功率。另一方面,跳脉冲“空闲”模式下的效率曲线(图8 中的A、B、C)能够在轻载时保持在较高水平,因为开关只在负载需要时开启。对7V 输入曲线,在1mA 负载的空闲模式下能够获得高于60%的效率。图8. 降压转换器在PWM 和空闲(跳脉冲)模式下效率曲线,注意:轻载时,空闲模式下的效率高于PWM模式。 优化SMPS开关电源因其高效率指标得到广泛应用,但其效率仍然受SMPS 电路的一些固有损耗的制约。设计开关电源时,需要仔细研究造成SMPS 损耗的来源,合理选择SMPS IC,从而充分利用器件的优势,为了在保持尽可能低的电路成本,甚至不增加电路成本的前提下获得高效的SMPS,工程师需要做出全面的选择。 无源元件损耗 我们已经了解MOSFET 和二极管会导致SMPS 损耗。采用高品质的开关器件能够大大提升效率,但它们并不是唯一能够优化电源效率的元件。图1 详细介绍了一个典型的降压型转换器IC 的基本电路。集成了两个同步整流MOSFET,低RDS(ON) MOSFET,效率很高。这个电路中,开关元件集成在IC 内部,已经为具体应用预先选择了元器件。然而,为了进一步提高效率,设计人员还需关注无源元件—外部电感和电容,了解它们对功耗的影响。 电感功耗阻性损耗 电感功耗包括线圈损耗和磁芯损耗两个基本因素,线圈损耗归结于线圈的直流电阻(DCR),磁芯损耗归结于电感的磁特性。DCR 定义为以下电阻公式: 式中,ρ 为线圈材料的电阻系数,l 为线圈长度,A 为线圈横截面积。 DCR 将随着线圈长度的增大而增大,随着线圈横截面积的增大而减小。可以利用该原则判断标准电感,确定所要求的不同电感值和尺寸。对一个固定的电感值,电感尺寸较小时,为了保持相同匝数必须减小线圈的横截面积,因此导致DCR 增大;对于给定的电感尺寸,小电感值通常对应于小的DCR,因为较少的线圈数减少了线圈长度,可以使用线径较粗的导线。 已知DCR 和平均电感电流(具体取决于SMPS 拓扑),电感的电阻损耗(PL(DCR))可以用下式估算:PL(DCR) = LAVG2× DCR这里,IL(AVG)是流过电感的平均直流电流。对于降压转换器,平均电感电流是直流输出电流。尽管DCR的大小直接影响电感电阻的功耗,该功耗与电感电流的平方成正比,因此,减小DCR 是必要的。另外,还需要注意的是:利用电感的平均电流计算PL(DCR) (如上述公式)时,得到的结果略低于实际损耗,因为实际电感电流为三角波。本文前面介绍的MOSFET 传导损耗计算中,利用对电感电流的波形进行积分可以获得更准确的结果。更准确。当然也更复杂的计算公式如下:PL(DCR) = (IP3 - IV3)/3 × DCR式中IP 和IV 为电感电流波形的峰值和谷值。 磁芯损耗磁芯损耗并不像传导损耗那样容易估算,很难估测。它由磁滞、涡流损耗组成,直接影响铁芯的交变磁通。SMPS 中,尽管平均直流电流流过电感,由于通过电感的开关电压的变化产生的纹波电流导致磁芯周期性的磁通变化。磁滞损耗源于每个交流周期中磁芯偶极子的重新排列所消耗的功率,可以将其看作磁场极性变化时偶极子相互摩擦产生的“摩擦”损耗,正比于频率和磁通密度。 相反,涡流损耗则是磁芯中的时变磁通量引入的。由法拉第定律可知:交变磁通产生交变电压。因此,这个交变电压会产生局部电流,在磁芯电阻上产生I2R 损耗。 磁芯材料对磁芯损耗的影响很大。SMPS 电源中普遍使用的电感是铁粉磁芯,铁镍钼磁粉芯(MPP)的损耗最低,铁粉芯成本最低,但磁芯损耗较大。磁芯损耗可以通过计算磁芯磁通密度(B)的最大变化量估算,然后查看电感或铁芯制造商提供的磁通密度和磁芯损耗(和频率)图表。峰值磁通密度可以通过几种方式计算,公式可以在电感数据资料中的磁芯损耗曲线中找到。 相应地,如果磁芯面积和线圈数已知,可利用下式估计峰值磁通:这里,B 是峰值磁通密度(高斯),L 是线圈电感(亨),ΔI 是电感纹波电流峰峰值(安培),A 是磁芯横截面积(cm2),N 是线圈匝数。 随着互联网的普及,可以方便地从网上下载资料、搜索器件信息,一些制造商提供了交互式电感功耗的计算软件,帮助设计者估计功耗。使用这些工具能够快捷、准确地估计应用电路中的功率损耗。例如,Coilcraft 提供的在线电感磁芯损耗和铜耗计算公式,简单输入一些数据即可得到所选电感的磁芯损耗和铜耗。 电容损耗与理想的电容模型相反,电容元件的实际物理特性导致了几种损耗。电容在SMPS 电路中主要起稳压、滤除输入/输出噪声的作用(图1),电容的这些损耗降低了开关电源的效率。这些损耗主要表现在三个方面:等效串联电阻损耗、漏电流损耗和电介质损耗。 电容的阻性损耗显而易见。既然电流在每个开关周期流入、流出电容,电容固有的电阻(RC)将造成一定功耗。漏电流损耗是由于电容绝缘材料的电阻(RL)导致较小电流流过电容而产生的功率损耗。电介质损耗比较复杂,由于电容两端施加了交流电压,电容电场发生变化,从而使电介质分子极化造成功率损耗。 图9. 电容损耗模型一般简化为一个等效串联电阻(ESR) 所有三种损耗都体现在电容的典型损耗模型中(图9 左边部分),用电阻代表每项损耗。与电容储能相关的每项损耗的功率用功耗系数(DF)表示,或损耗角正切(δ)。每项损耗的DF 可以通过由电容阻抗的实部与虚部比得到,可以将每项损耗分别插入模型中。 为简化损耗模型,图9 中的接触电阻损耗、漏电流损耗和电介质损耗集中等为一个等效串联电阻(ESR)。ESR 定义为电容阻抗中消耗有功功率的部分。推算电容阻抗模型、计算ESR (结果的实部)时,ESR 是频率的函数。这种相关性可以在下面简化的ESR等式中得到证明:式中,DFR、DFL 和DFD 是接触电阻、漏电流和电介质损耗的功耗系数。利用这个等式,我们可以观察到随着信号频率的增加,漏电流损耗和电介质损耗都有所减小,直到接触电阻损耗从一个较高频点开始占主导地位。在该频点(式中没有包括该参数)以上,ESR 因为高频交流电流的趋肤效应趋于增大。许多电容制造商提供ESR 曲线图表示ESR 与频率的关系。例如,TDK 为其大多数电容产品提供了ESR 曲线,参考这些与开关频率对应曲线图,得到ESR 值。 然而,如果没有ESR 曲线图,可以通过电容数据资料中的DF 规格粗略估算ESR。DF 是电容的整体DF (包括所有损耗),也可以按照下式估算ESR:无论采用哪种方法来得到ESR 值,直觉告诉我们,高ESR 会降低开关电源效率,既然输入和输出电容在每个开关周期通过ESR 充电、放电。这导致I2× RESR 功率损耗。这个损耗(PCAP(ESR))可以按照下式计算:PCAP(ESR) = ICAP(RMS)2 × RESR式中,ICAP(RMS)是流经电容的交流电流有效值RMS。对降压电路的输出电容,可以采用电感纹波电流的有效值RMS。输入滤波电容的RMS 电流的计算比较复杂,可以按照下式得到一个合理的估算值:ICIN(RMS) = IOUT/VIN × [VOUT (VIN - VOUT)]1/2显然,为减小电容功率损耗,应选择低ESR 电容,有助于SMPS 电源降低纹波电流。ESR 是产生输出电压纹波的主要原因,因此选择低ESR 的电容不仅仅单纯提高效率,还能得到其它好处。 一般来说,不同类型电介质的电容具有不同的ESR 等级。对于特定的容量和额定电压,铝电解电容和钽电容就比陶瓷电容具有更高的ESR 值。聚酯和聚丙烯电容的ESR 值介于它们之间,但这些电容尺寸较大,SMPS 中很少使用。对于给定类型的电容,较大容量、较低的fS 能够提供较低的ESR。大尺寸电容通常也会降低ESR,但电解电容会带来较大的等效串联电感。陶瓷电容被视为比较好的折中选择,此外,电容值一定的条件下,较低的电容额定电压也有助于减小ESR。

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    低频纹波 低频纹波是与输出电路的滤波电容容量相关。由于开关电源体积的限制,电解电容的容量不可能无限制地增加,导致输出低频纹波的残留,该输出纹波频率随整流电路方式的不同而不同。 一般的开关电源由AC/DC和DC/DC两部分组成。AC/DC的基本结构为整流滤波电路,它输出的直流电压中含有交流低频纹波,其频率为输入交流电源频率的二倍,幅值与电源输出功率及滤波电容容量有关,一般控制在10%以内。该交流纹波经DC/DC变换器衰减后,在开关电源输出端表现为低频噪声,其大小由DC/DC变换器的变比和控制系统的增益决定。 低频纹波 例如:对普通24V电源来说,电压型控制DC/DC变换器的纹波抑制比一般为45~50dB,其输出端的低频交流纹波有效值为60~120mV。电流型控制DC/DC变换器的纹波抑制比稍有提高,但其输出端的低频交流纹波仍较大。若要实现开关电源的低纹波输出,则必须对低频电源纹波采取滤波措施。可采用前级预稳压和增大DC/DC变换器闭环增益来消除。 低频纹波的抑制 a、加大输出低频滤波的电感,电容参数,使低频纹波降低到所需的指标。b、采用前馈控制方法,降低低频纹波分量。 高频纹波 高频纹波噪声来源于高频功率开关变换电路,在电路中,通过功率器件对输入直流电压进行高频开关变换而后整流滤波再实现稳压输出的,在其输出端含有与开关工作频率相同频率的高频纹波,其对外电路的影响大小主要和开关电源的变换频率、输出滤波器的结构和参数有关,设计中尽量提高功率变换器的工作频率,可以减少对高频开关纹波的滤波要求。 高频纹波 高频纹波的抑制 a、提高开关电源工作频率,以提高高频纹波频率,有利于抑制输出高频纹波。b、加大输出高频滤波器,可以抑制输出高频纹波。c、采用多级滤波。 共模纹波噪声 由于功率器件与散热器底板和变压器原、副边之间存在寄生电容,导线存在寄生电感,因此当矩形波电压作用于功率器件时,开关电源的输出端因此会产生共模纹波噪声。减小与控制功率器件、变压器与机壳地之间的寄生电容,并在输出侧加共模抑制电感及电容,可减小输出的共模纹波噪声。 共模纹波噪声 a.输出采用专门设计的EMI滤波器b.降低开关毛刺幅度 超高频谐振噪声 超高频谐振噪声主要来源于高频整流二极管反向恢复时二极管结电容、功率器件开关时功率器件结电容与线路寄生电感的谐振,频率一般为1~10MHz,通过选用软恢复特性二极管、结电容小的开关管和减少布线长度等措施可以减少超高频谐振噪声。 超高频谐振噪声 超高频谐振噪声的抑制 通过选用软恢复特性二极管、结电容小的开关管和减少布线长度等措施可以减少超高频谐振噪声。 闭环调节控制引起的纹波噪声 开关电源都需对输出电压进行闭环控制,调节器参数设计的不适当也会引起纹波。当输出端波动时通过反馈网络进入调节器回路,可能导致调节器的自激振荡,引起附加纹波。此纹波电压一般没有固定的频率。 闭环调节控制引起的纹波噪声 闭环调节控制引起的纹波噪声的抑制 在开关直流电源中,往往因调节器参数选择不适当会引起输出纹波的增大,这部分纹波可通过以下方法进行抑制。 a、在调节器输出增加对地的补偿网络,调节器的补偿可抑制调节器自激引起的纹波增大。b、合理选择闭环调节器的开环放大倍数和闭环调节器的参数,开环放大倍数过大有时会引起调节器的振荡或自激,使输出纹彼含量增加,过小的开环放大倍数使输出电压稳定性变差及纹波含量增加,所以调节器的开环放大倍数及闭环调节器的参数要合理选取,调试中要根据负载状况进行调节。c、在反馈通道中不增加纯滞后滤波环节,使延时滞后降到最小,以增加闭环调节的快速性和及时性,对抑制输出电压纹波是有益的。

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    开关电源(SMPS, Switched-Mode Power Supply)是一种非常高效的电源变换器,其理论值更是接近100%,种类繁多。按拓扑结构分,有Boost、Buck、Boost-Buck、Charge-pump等;按开关控制方式分,有PWM、PFM;按开关管类别分,有BJT、FET、IGBT等。本次讨论以数据卡电源管理常用的PWM控制Buck、Boost型为主。   开关电源的主要部件包括:输入源、开关管、储能电感、控制电路、二极管、负载和输出电容。目前绝大部分半导体厂商会将开关管、控制电路、二极管集成到一颗CMOS/Bipolar工艺的电源管理IC中,极大简化了外部电路。 其中储能电感作为开关电源的一个关键器件,对电源性能的好坏有重要作用,同时也是产品设计工程师重点关注和调试的对象。随着像手机、PMP、数据卡为代表的消费类电子设备的尺寸正朝着轻、薄、小巧、时尚的趋势发展,而这正与产品性能越强所要的更大容量、更大尺寸的电感和电容矛盾。因此,如何在保证产品性能的前提下,减小开关电源电感的尺寸(所占据的PCB面积和高度)是本文要讨论的一个重要命题,设计者将不得不在电路性能和电感参数间进行折中(Tradeoff)。   任何事物都具有两面性,开关电源也不例外。坏的PCB布局布线设计不但会降低开关电源的性能,更会强化EMC、EMI、地弹(grounding)等。在对开关电源进行布局布线时应注意的问题和遵循的原则也是本文要讨论的另一重要命题。 一 开关电源占空比D、电感值L、效率η公式推导 Buck型和Boost型开关电源具有不同的拓扑结构,本文将使用如图1-1、1-2所示的电路参考模型[1]:参考电路模型默认电感的DCR(Direct Constant Resistance)为零。 Buck/Boost型开关电源,伴随开关管的开和关,储能电感的电流波形如图1-3所示: 从图中可以看到,电感的电流波形等价于在直流I(DC)上叠加一个I(P-P)值为ΔI的交流。因而,I(DC)成为输出电流I(O),主要消耗在负载上;交流ΔI则消耗在负载电容的ESR(Equation Serial Resistance)上,成为输出纹波V(ripple)。   所以, 下面以Buck型开关电源为例推导占空比、电感值和效率公式。在一个连续模式的周期内,开关管闭合,对电感进行充电,根据基尔霍夫定律有: dt近似为:D/f(D:一个振荡周期T内开关管ON/OFF的状态的比例关系,T=1/f,dt=D*T=D/f); D:占空比是高电平所占周期时间与整个周期时间的比值)   展开: 其中:iV为输入电压,SWV为开关管电压,oV为输出电压,SWf为开关频率,D为占空比。 在一个连续模式的周期内,开关管打开,电感放电,根据基尔霍夫定律有: r也叫电流纹波比,是纹波电流与额定输出电流之比。对于一个给定Buck型开关电源, 此值一般为常量。从(5)式可以得到:电感值越大,I就越小,因此r就越小。但这往往导致需要一个很大的电感才能办到,所以绝大部分的Buck型开关电源选择r值在0.25~0.5之间。    将(6)代入(5)式,得到: 至此,我们推导出了Buck型开关电源的。需要提醒的是以上所有公式都建立在参考电路模型的基础上,忽略了电感的DCR。   从(4)式可以看到,占空比只与V(i)、V(o)、V(sw)和V(D)相关,可以很容易搭建电路计算出D,这也是开关电源控制器的核心电路之一,但对开关电源的应用者来说,我们可以不关心。   从(8)式可以看出,开关电源的效率也只与V(i)、V(o)、V(sw)和V(D)相关。事实上V(sw)和V(D)是开关频率f(sw)的函数,所以也是f(sw)的函数,但并不能保证f(sw)越高,就越高。 而对于一个给定的Buck型开关电源,其SWf是确定的,所以也就是定值,尤其在忽略V(sw)和V(D)后,值为1。很明显这与实际情况不符,根本原因就在于“参考模型假定储能电感为理想电感”。   把(5)式代入(1)式,可以得到: 所以,可以通过选用大电感,低ESR大容量输出电容的方法减小输出纹波电压。   同理,可以推导出了Boost型开关电源的D、L、minL,http://mmbiz.qpic.cn/mmbiz/GFk2abHRMHRb0rxKIYpgdmHicJMzRVoribFu7t2Pic78B2q2h58YhyNia9LwCAyA2xphphKQnwrF2EpXozpLu0Uj5Q/640?wx_fmt=jpeg如下所示: 二 电感最小值选取 公式(7)、(12)分别给出了通用的Buck和Boost型开关电源的电感最小值选取公式。 对像手机、PMP、数据卡这类的消费类电子用到的低功率开关电源,V(sw)和V(D)都在0.1V~0.3V之间,因此可对公式(7)、(12)进行简化,得到: 以PM6658的Buck电源MSMC为例,V(i)为3.8V,V(o)为1.2V,r为0.3,f(sw)为1.6MHz,I(o_rated)为500mA则L(min)为3.08uH。若选用的电感容差为20%,1.25*L(min)=3.85uH。据计算值最近的标准电感值为4.7uH,所以PM6658 spec推荐的最小电感值就是4.7uH。 三、电感参数选取 除了上面讲的感值和容差(Tolerance)外,电感还有以下重要参数:自激频率 (Self-resonant frequency,f(o)),R(DC),饱和电流(Saturation current,I(sat))和均方根电流(RMS current,I(RMS))。尽管参数很多,但准则只有一条:尽量保证f(sw)下电感的阻抗最小,让实际电路和理想模型吻合,降低电感的功耗和热量,提高电源的效率。 3.1 自激频率f(o) 理想模式的电感,其阻抗与频率呈线性关系,会随频率升高而增大。实际电感模型如图3-1-1所示,由电感L串联R(DCR)和寄生电容C并联而成,存在自激频率f(o)。频率小于f(o)时呈感性,大于f(o)时呈容性,在f(o)处阻抗最大。 经验值:电感的自激频率f(o)最好选择大于10倍开关频率f(sw)。    3.2 直流电阻R(DCR)电感的直流电阻R(DCR)自身会消耗一部分功率,使开关电源的效率下降,更要命的是这种消耗会通过电感升温的方式进行,这样又会降低电感的感值,增大纹波电流和纹波电压,所以对开关电源来讲,应根据芯片数据手册提供的DCR典型值或最大值的基础上,尽可能选择DCR小的电感。 3.3 饱和电流I(SAT)和均方根电流I(RMS)(电感烧毁问题)   电感的饱和电流I(SAT)指其感值下降了标称值的10%~30%所能通过的最大电流。如图3-3-2所示,4.7uH电感下降为3.3uH时的电流约为900mA,因此其I(SAT)(30%)是900mA。 电感的均方根电流I(RMS)指电感温度由室温25℃上升至65℃时能通过的均方根电流。 I(SAT)和I(RMS)的大小取决于电感磁饱和与温度上升至65℃的先后顺序。 当标称输出电流大于I(SAT)时,电感饱和,感值下降,纹波电流、纹波电压增大,效率降低。因此,电感的I(SAT)和I(RMS)中的最小值应高于开关电源额定输出电流的1.3以上。 四、电感类型选取 在明确了最小电感值的计算和电感参数的选取后,有必要对市面上一些流行的电感类型 做比较分析,下面会围绕:大电感和小电感、绕线电感和叠层电感、磁屏蔽电感和非屏蔽电感进行对比说明。 4.1 同尺寸下的大电感和小电感   这里“同尺寸”指电感的物理形状大致相同,“大小”指标称容量不同。一般小容量的电感具有如下优势: 较低的DCR,因此在重载时会有更高的效率和较少的发热;更大的饱和电流; 更快的负载瞬态响应速度; 而大容量的电感具有较低的纹波电流和纹波电压,较低的AC和传导损失,在轻载时有较高的效率。图4-1-1所示是Taiyo Yuden三种 2518封装不同容量大小的电感负载电流跟效率的关系曲线。 4.2 绕线电感和叠层电感   相比于绕线电感,叠层电感具有如下优势: 较小的物理尺寸,占用较少的PCB面积和高度空间;较低的DCR,在重载时有更高的效率;较低的AC损失,在轻载时有更高的效率; 但是,叠层电感的SATI也较小,因此其在重载时会有较大的纹波电流,导致输出的纹波电压也相应增大。图4-2-1所示是Taiyo Yuden的两种绕线电感与三星的两种叠层电感负载电流和效率的关系曲线。 4.3 磁屏蔽电感和非屏蔽电感   非屏蔽电感会有较低的价格和较小的尺寸,但也会产生EMI。磁屏蔽电感会有效屏蔽掉EMI,因此更适合无线设备这样EMI敏感的应用,此外它还具有较低的DCR。 五、电感选取总结 根据前面几节内容的介绍,我们可以按照以下步骤选择适合的电感: (1) 计算L(min)和推荐电感参数:f(o)、R(DC)、I(SAT)、I(RMS); (2) 在保证(1)的前提下,依据物理尺寸要求和性价比,折中选择:大电感还是小电感,叠层电感还是绕线电感,磁屏蔽电感还是非屏蔽电感。 六、开关电源布局 以Buck电路为例,不管开关管是由闭合-打开还是打开-闭合,电流发生瞬变的部分都如图(c)所示,它们是会产生非常丰富的谐波分量的上升沿或下降沿。通俗的讲,这些会产生瞬变的电流迹线(trace)就是所谓的“交流”(AC current),其余部分是“直流”(DC current)。当然这里交直流的区别不是传统教科书上的定义,而是指开关管的PWM频率只是“交流”FFT变换里的一个分量,而在“直流”里这样的谐波分量很低,可忽略不记。所以储能电感属于“直流”也就不奇怪,毕竟电感具有阻止电流发生瞬变的特性。因此,在开关电源布局时,“交流”迹线是最重要和最需要仔细考虑的地方。这也是需要牢记的唯一基本定律(only basic rule),并适用于其它法则和拓扑。下图表示了Boost电路电流瞬变迹线,注意它和Buck电路的区别。 1inch长,50mm宽,1.4mil厚(1盎司)的铜导线在室温下的电阻为2.5mΩ,若流过电流为1A,则产生的压降是2.5mV,不会对绝大部分IC产生不利影响。然而,这样1inch长的导线的寄生电感为20nH,由V=L*dI/dt可知,若电流变化快速,可能产生很大的压降。典型的Buck电源在开关管由开-关时产生的瞬变电流是输出电流的1.2倍,由关-开是产生的瞬变电流是输出电流的0.8倍。FET型开关管的转换时间是30ns,Bipolar型的是75ns,所以开关电源“交流”部分1inch的导线,流过1A瞬变电流时,就会产生0.7V的压降。0.7V相比于2.5mV,增大了近300倍,所以高速开关部分的布局就显得尤为重要。   尽可能地把所有外围器件都紧密地放在转换器的旁边,减少走线的长度会是最理想的布局方式,但限于极其有限的布局空间,实际往往做不到,因此有必要根据瞬变压降的严重程度按优先级顺序进行。对Buck电路,输入旁路电容须尽可能靠近IC放置,接下来是输入电容,最后是二极管,采用短而粗的迹线将其一端与SW相连,另一端与地相连。而对Boost电路布局来说,则是按输出旁路电容,输出电容和二极管的优先级顺序进行布局。

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    9. 开关电源EMI的对策处理小结 外部构造的屏蔽处理;产品外部的电缆线处理;产品内部的电缆线处理;PCB布线处理;IC型号的选择;磁性材料的频率和带宽的选择;变压器的选型、绕法和设计;散热器的接地方式的处理。
    10. 开关电源设计后EMI的实际整改策略--辐射部分 30---50MHZ 普遍是MOS 管高速开通关断引起 可以用增大MOS 驱动电阻;RCD 缓冲电路采用1N4007 慢管;VCC 供电电压用1N4007 慢管来解决;或者输出线前端串接一个双线并绕的小共模电感;在MOSFET 的D-S 脚并联一个小吸收电路;在变压器与MOSFET 之间加BEAD CORE;在变压器的输入电压脚加一个小电容;PCB 心LAYOUT 时大电解电容,变压器,MOS 构成的电路环尽可能的小;变压器,输出二极管,输出平波电解电容构成的电路环尽可能的小。 50---100MHZ 普遍是输出整流管反向恢复电流引起 可以在整流管上串磁珠;调整输出整流管的吸收电路参数;可改变一二次侧跨接Y电容支路的阻抗,如PIN脚处加BEAD CORE或串接适当的电阻;也可改变MOSFET,输出整流二极管的本体向空间的辐射(如铁夹卡MOSFET; 铁夹卡DIODE,改变散热器的接地点)。增加屏蔽铜箔抑制向空间辐射. 200MHZ 以上开关电源已基本辐射量很小,一般可过EMI 标准。
    11. 开关电源设计后EMI的实际整改策略--传导部分 1MHZ 以内以差模干扰为主 150KHZ-1MHz,以差模为主,1-5MHz,差模和共模共同起作用,5MHz 以后基本上是共模。差模干扰的分容性藕合和感性藕合。一般1MHZ以上的干扰是共模,低频段是差摸干扰。用一个电阻串个电容后再并到Y电容的引脚上,用示波器测电阻两引脚的电压可以估测共模干扰;保险过后加差模电感或电阻;小功率电源可采用PI型滤波器处理(建议靠近变压器的电解电容可选用较大些)。前端的π型EMI零件中差模电感只负责低频EMI,体积別选太大(DR8太大,能用电阻型式或DR6更好)否則幅射不好过,必要时可串磁珠,因为高频会直接飞到前端不会跟着线走。传导冷机时在0.15-1MHZ超标,热机时就有7DB余量。主要原因是初级BULK电容DF值过大造成的,冷机时ESR比较大,热机时ESR比较小,开关电流在ESR上形成开关电压,它会压在一个电流LN线间流动,这就是差模干扰。解决办法是用ESR低的电解电容或者在两个电解电容之间加一个差模电感。测试150KHZ总超标的解决方案:加大X电容看一下能不能下来,如果下来了说明是差模干扰。如果没有太大作用那么是共模干扰,或者把电源线在一个大磁环上绕几圈, 下来了说明是共模干扰。如果干扰曲线后面很好,就减小Y电容,看一下布板是否有问题,或者就在前面加磁环。可以加大PFC输入部分的单绕组电感的电感量。PWM线路中的元件将主频调到60KHZ左右。用一块铜皮紧贴在变压器磁芯上。共模电感的两边感量不对称,有一边匝数少一匝也可引起传导150KHZ-3MHZ超标。一般传导的产生有两个主要的点:200K和20M左右,这几个点也体现了电路的性能;200K左右主要是漏感产生的尖刺;20M左右主要是电路开关的噪声。处理不好变压器会增加大量的辐射,加屏蔽都没用,辐射过不了。将输入BUCK电容改为低内阻的电容。对于无Y-CAP电源,绕制变压器时先绕初级,再绕辅助绕组并将辅助绕组密绕靠一边,后绕次级。将共模电感上并联一个几K到几十K电阻。将共模电感用铜箔屏蔽后接到大电容的地。在PCB设计时应将共模电感和变压器隔开一点以免互相干扰。保险套磁珠。三线输入的将两根进线接地的Y电容容量从2.2nF减小到471。对于有两级滤波的可将后级0.22uFX电容去掉(有时前后X电容会引起震荡) 。对于π型滤波电路有一个BUCK电容躺倒放在PCB上且靠近变压器此电容对传导150KHZ-2MHZ的L通道有干扰,改良方法是将此电容用铜泊包起来屏蔽接到地,或者用一块小的PCB将此电容与变压器和PCB隔开。或者将此电容立起来, 也可以用一个小电容代替。对于π型滤波电路有一个BUCK电容躺倒放在PCB上且靠近变压器此电容对传导150KHZ-2MHZ的L通道有干扰,改良方法是将此电容用一个1uF/400V或者说0.1uF/400V电容代替, 将另外一个电容加大。将共模电感前加一个小的几百uH差模电感。将开关管和散热器用一段铜箔包绕起来,并且铜箔两端短接在一起,再用一根铜线连接到地。将共模电感用一块铜皮包起来再连接到地。将开关管用金属套起来连接到地。加大X2电容只能解决150K左右的频段,不能解决20M以上的频段,只有在电源输入加以一级镍锌铁氧体黑色磁环,电感量约50uH在输入端加大X电容。加大输入端共模电感。将辅助绕组供电二极管反接到地。将辅助绕组供电滤波电容改用瘦长型电解电容或者加大容量。加大输入端滤波电容。150KHZ-300KHZ和20MHZ-30MHZ这两处传导都不过,可在共模电路前加一个差模电路。也可以看看接地是否有问题,该接地的地方一定要加强接牢,主板上的地线一定要理顺,不同的地线之间走线一定要顺畅不要互相交错的。在整流桥上并电容,当考虑共模成分时,应该邻角并电容,当考虑差模成分时,应该对角并电容。加大输入端差模电感。 1MHZ---5MHZ差模共模混合 采用输入端并联一系列X电容来滤除差摸干扰并分析出是哪种干扰超标并以解决。 对于差模干扰超标可调整X 电容量,添加差模电感器,调差模电感量。对于共模干扰超标可添加共模电感,选用合理的电感量来抑制;也可改变整流二极管特性来处理一对快速二极管如FR107 一对普通整流二极管1N4007。对于有Y电容的电源,干扰在1M以前以差模为主,2-5M是差模和共模干扰。对于NO-Y来说,情况不一样,1M以前的共模也非常厉害。在前面加很多X电容,滤光差模,改不改变压器对差模没有影响了,如果还有变化,就是共模了。差共模分离的方法:在AC输入端加很多X电容,从小到大,这样可以把差模滤去,剩下的就是共模了,再与总的噪音相比较,就能看出差模的大小。绕制变压器时将所有同名端放在一边,可降低1.0MHZ-5.0MHZ传导干扰。对于小功率用两个差模电感,减少差模电感匝数可降低传导1.2MHZ干扰。加大Y电容,可降低传导中段1MHZ-5MHZ干扰。对于无Y电容的开关电源EMI在1MHZ-6MHZ超标,如加了Y电容后EM降下来了的话,就可在变压器初次级间加多几层胶纸。将MOS管散热片接MOS管S极。在输入端滤波电容上并联小容量高压瓷片或者高压贴片电容。 5M---20MHZ以共摸干扰为主,采用抑制共摸的方法。 对于外壳接地的,在地线上用一个磁环串绕2-3 圈会对10MHZ 以上干扰有较大的衰减作用;可选择紧贴变压器的铁芯粘铜箔,铜箔要闭环。处理后端输出整流管的吸收电路和初级大电路并联电容的大小。在变压器初级绕组上用一根很细的三重绝缘线并绕一个屏蔽绕组,屏蔽绕组的一端接电源端另外一端通过一个电容接到地。可将共模电感改为一边匝数比另一边多一匝,另其有差模的作用。将开关管D极加一小散热片且必需接高压端的负极,变压器的初级起始端连接到MOS管D极。将次级的散热片用一个102的Y电容接到初级的L/N线, 可降低导干扰。如果加大Y电容传导干扰下来了,则可以改变变压器绕法来改良,可在初次级间加多几层胶带;如果加大Y电容传导干扰未改善,就要改电路可改好不必改变压器绕法。将变压器电感量适当加大,可降低RCC开关电源在半载时的传导干扰。用变压器次级辅助绕组来屏蔽初级主绕组,比用变压器初级辅助绕组来屏蔽初级主绕组,传导整体要好得多。传导整体超标,用示波器看开关管G和D极波形都有重叠的现象,光藕供电电阻从输出滤波共模电感下穿过接输出正极改接不从大电流下穿过后一切OK。在输入端L线和N线各接一681/250V的Y电容,Y电容另外一端接次级地。将次级的辅助绕组用来屏蔽初级主绕组,可降低传导3-15MHZ干扰。用次级的辅助绕组来屏蔽初级主绕组,比用初级的辅助绕组来屏蔽初级主绕组传导要好得多。在PCB板底层放一层铜片接初级大电容负极。将整个电源用一块铜片包起来, 铜片接初级大电容负极。减小Y电容容量。 对于20--30MHZ 对于一类产品可以采用调整对地Y2电容量或改变Y2电容位置;调整一二次侧间的Y1 电容位置及参数值;在变压器外面包铜箔,变压器最里层加屏蔽层,调整变压器的各绕组的排布。改变PCB LAYOUT;输出线前面接一个双线并绕的小共模电感;在输出整流管两端并联RC滤波器且调整合理的参数;在变压器与MOSFET之间加磁珠;在变压器的输入电压脚加一个小电容。可以用增大MOS 驱动电阻。可能是电子负载引起的,可改用电阻负载。可将MOS管D 端对地接一个101的电容。可将输出整流二极管换一个积电容小一点的。可将输出整流二极管的RC回路去掉。将输入端加两个Y电容对地,可降低传导25MHZ-30MHZ干扰。紧贴变压器的磁芯上加一铜皮,铜皮连接到地。传导后段25MHZ超标可在输出端加共模电感,也可在开关管源极检测电阻上套一长的导磁力合适的磁珠。
    12. 开关电源设计前EMI一般应对策略 采用交流输入EMI滤波器 通常干扰电流在导线上传输时有两种方式:共模方式和差模方式。共模干扰是载流体与大地之间的干扰:干扰大小和方向一致,存在于电源任何一相对大地、或中线 对大地间,主要是由du/dt产生的,di/dt也产生一定的共模干扰。而差模干扰是载流体之间的干扰:干扰大小相等、方向相反,存在于电源相线与中线及 相线与相线之间。干扰电流在导线上传输时既可以共模方式出现,也可以差模方式出现;但共模干扰电流只有变成差模干扰电流后,才能对有用信号构成干扰。 交流电源输人线上存在以上两种干扰,通常为低频段差模干扰和高频段共模干扰。在一般情况下差模干扰幅度小、频率低、造成的干扰小;共模干扰幅度大、频率高, 还可以通过导线产生辐射,造成的干扰较大。若在交流电源输人端采用适当的EMI滤波器,则可有效地抑制电磁干扰。电源线EMI滤波器基本原理如图1所示, 其中差模电容C1、C2用来短路差模干扰电流,而中间连线接地电容C3、C4则用来短路共模干扰电流。共模扼流圈是由两股等粗并且按同方向绕制在一个磁芯 上的线圈组成。如果两个线圈之间的磁藕合非常紧密,那么漏感就会很小,在电源线频率范围内差模电抗将会变得很小;当负载电流流过共模扼流圈时,串联在相线上的线圈所产生的磁力线和串联在中线上线圈所产生的磁力线方向相反,它们在磁芯中相互抵消。 因此即使在大负载电流的情况下,磁芯也不会饱和。而对于共模干扰电流,两个线圈产生的磁场是同方向的,会呈现较大电感,从而起到衰减共模干扰信号的作用。 这里共模扼流圈要采用导磁率高、频率特性较佳的铁氧体磁性材料。 图1 电源线滤波器基本电路图 利用吸收回路改善开关波形 开关管或 二极管在开通和关断过程中,由于存在变压器漏感和线路电感,二极管存储电容和分布电容,容易在开关管集电极、发射极两端和二极管上产生尖峰电压。通常情况下采用RC/RCD吸收回路,RCD浪涌电压吸收回路如图2所示。 图2 RCD浪涌电压吸收回路 当吸收回路上的电压超过一定幅度时,各器件迅速导通,从而将浪涌能量泄放掉,同时将浪涌电压限制在一定的幅度。在开关管集电极和输出二极管的正极引线上串接 可饱和磁芯线圈或微晶磁珠,材质一般为钴(Co),当通过正常电流时磁芯饱和,电感量很小。一旦电流要反向流过时,它将产生很大的反电势,这样就能有效地 抑制二极管VD的反向浪涌电流。 利用开关频率调制技术 频率控制技术是基于开关干扰的能量主要集中在特定的频率上,并具有较大的频谱峰值。如果能将这些能量分散在较宽的频带上,则可以达到降低于扰频谱峰值的目的。通常有两种处理方法:随机频率法和调制频率法。 随机频率法是在电路开关间隔中加人一个随机扰动分量,使开关干扰能量分散在一定范围的频带中。研究表明,开关干扰频谱由原来离散的尖峰脉冲干扰变成连续分布干扰,其峰值大大下降。 调制频率法是在锯齿波中加人调制波(白噪声),在产生干扰的离散频段周围形成边频带,将干扰的离散频带调制展开成一个分布频带。这样,干扰能量就分散到这些分布频段上。在不影响变换器工作特性的情况下,这种控制方法可以很好地抑制开通、关断时的干扰。 采用软开关技术 开关电源的干扰之一是来自功率开关管通/断时的du/dt,因此,减小功率开关管通/断的du/dt是抑制开关电源干扰的一项重要措施。而软开关技术可以减小开关管通/断的du/dt。 如果在开关电路的基础上增加一个很小的电感、电容等谐振元件就构成辅助网络。在开关过程前后引人谐振过程,使开关开通前电压先降为零,这样就可以消除开通过程中电压、电流重叠的现象,降低、甚至消除开关损耗和干扰,这种电路称为软开关电路。 根据上述原理可以采用两种方法,即在开关关断前使其电流为零,则开关关断时就不会产生损耗和干扰,这种关断方式称为零电流关断;或在开关开通前使其电压为 零,则开关开通时也不会产生损耗和干扰,这种开通方式称为零电压开通。在很多情况下,不再指出开通或关断,仅称零电流开关和零电压开关,基本电路如图3和 图4所示。 图3 零电压开关谐振电路 图4 零电流开关谐振电路 通常采用软开关电路控制技术,结合合理的元器件布局及印制电路板布线、接地技术,对开关电源的EMI干扰具有一定的改善作用。 采用电磁屏蔽措施 一般采用电磁屏蔽措施都能有效地抑制开关电源的电磁辐射干扰。开关电源的屏蔽措施主要是针对开关管和高频变压器而言。开关管工作时产生大量的热量,需要给 它装散热片,从而使开关管的集电极与散热片间产生较大的分布电容。因此,在开关管的集电极与散热片间放置绝缘屏蔽金属层,并且散热片接机壳地,金属层接到 热端零电位,减小集电极与散热片间藕合电容,从而减小散热片产生的辐射干扰。针对高频变压器,首先应根据导磁体屏蔽性质来选择导磁体结构,如用罐型铁芯和 El型铁芯,则导磁体的屏蔽效果很好。变压器外加屏蔽时,屏蔽盒不应紧贴在变压器外面,应留有一定的气隙。如采用有气隙的多层屏蔽物时,所得的屏蔽效果会 更好。另外,在高频变压器中,常常需要消除初、次级线圈间的分布电容,可沿着线圈的全长,在线圈间垫上铜箔制成的开路带环,以减小它们之间的祸合,这个开 路带环既与变压器的铁芯连接,又与电源的地连接,起到静电屏蔽作用。如果条件允许,对整个开关电源加装屏蔽罩,那样就会更好地抑制辐射干扰。
    13. 开关电源输入EMI电路 X电容的作用: 抑制差模杂讯,电容量越大,抑制低频杂讯效果越好。 Y电容的作用: 抑制共模杂讯,电容量越大,抑制低频杂讯效果越好。Y电容使次级到初级地线提供一个低阻抗回路,使流向地再通过LISN回来的电流直接短路掉,由于Y电容非完全理想,次级各部分间也存在阻抗,所以不可能全部回来。还是有一部分流到地。Y电容必须直接用尽量短的直线连接到初级和次级的冷地, 如果开通时MOS的dv/dt大于关断时的dv/dt, 则Y电容连接到初级的地; 反之连接到V+。 共模电感的作用: 抑制共模杂讯,电感量越大,抑制低频杂讯效果越好。增加共模电流部分的阻抗,减小共模电流。 差模电感的作用: 抑制差模杂讯,电感量越大,抑制低频杂讯效果越好。
    14. 工业环境中LDO的热保护设计 1/817 TI技术论坛 2018-09-04
      写的不错,多谢楼主分享
    15. 小电路、小原理、小经验 13/707 电源技术 2018-06-26
      9、 小功率反激类电源的调试: 小功率反激类输出电源,对于经常设计的人来说,基本都是空载或轻载直接上电,由于 已经轻车熟路,所以基本不会有什么问题,主要问题在于参数的优化。但对于菜鸟或新手来说,有时候电路原理还不是很明了,想通过动手来加强印象,如果自己做出来的电源直接上电,估计炸机的可能性会超过一半,所以还是循序渐进好一些。首先,单独给控制IC供电,看看IC工作是否正常,主要看频率及MOS管的驱动信号,如果单独供电,IC都工作不正常的话,你如果直接上电后果是什么不用说了吧?IC单独供电正常后,我一般都是找一个带限流功能的直流输出电源给自己设计的电源供电,然后空载上电,看输出电压是否正常,由于直流输出电源带限流功能,所以即使存在问题也是供电电源限流保护,空载输出电压正常再逐渐加载。如果没有带限流功能的直流电源,我的意见也不要贸然直接加交流,可以在交流输入端串联一个白炽灯做限流功能,然后看空载是否正常,如果正常后再将白炽灯去掉加交流,这样会安全一些。
    16. 小电路、小原理、小经验 13/707 电源技术 2018-06-26
      8、 反馈电路中两个电阻的选择依据 以384X电路为例,常用的光藕隔离反馈电路接法有两种,一种是将2脚接地,光藕4脚接1脚,通过拉低1脚的电平来实现稳压 有的人觉得这种方式不合理,会采用下图的方式,这种方式也是一样的道理,这里以下图为例说明电阻R5及R6的选择。 电路中,R7、R8接成比例放大,放大倍数为1,也就是R7=R8,电容C2主要起滤波作用,我一般选择的很小100P。如果电流采样信号在0-1V范围内,电路都正常工作,对应COMP端电压,就是就是1V--4.4V(内部二极管压降认为0.7V,1V为PDF提供的最低工作电压)那么折算到R6上电压应该能在0.6V--4V变化。如果光藕传输比为β,则可以得到下面的式子 4≤R6*(V0-2.5-1.1)*β/R5 也就是说,当光藕原边流过最大电流的时候,副边电流在R6上的压降应不小于4V。至于R5的选择,我在另一个帖子提到,一般光偶原边电流控制在5mA即可,这样就可以选择R6的值。
    17. 小电路、小原理、小经验 13/707 电源技术 2018-06-26
      7、MOS管的驱动 借用一个图,这个图是过欠压、过流保护的电路,分别通过两个光耦控制驱动信号,正常情况下光耦导通,MOS管导通,出现异常后光耦切断,MOS管断开,这个图至少有两个明显的错误,大家看看在哪里。(R6R7为1k,R25R26为10k)
    18. 小电路、小原理、小经验 13/707 电源技术 2018-06-26
      6、漏感的测量 在电源变压器设计过程中,相信大家都很清楚变压器的漏感如何测量,很多网友经常在帖子里提到,我的变压器电感1mH漏感600uH,如果你也测量到这种情况,那么最好再确认一下,因为我们知道漏感储存的能量是无法传递到副边的,如果你的变压器参数如上所说,你想想你的变压器的效率会有多少?还有的网友会纳闷,自己绕的变压器明明漏感测试的不大,为什么在应用中会出现那么大的尖峰?因为在实际工作中,不仅仅变压器的漏感在起作用,你的布线电感也在起作用。 正确的测试漏感的方法应该是其余器件先不焊,将变压器首先焊接在PCB上,然后用粗短线将MOS管,输出整流二极管短接,将输出滤波电容短接,从输入滤波电容测量进去得到的是输入的漏感。将输入滤波电容短接,从输出滤波电容测量进入,得到的是输出端的漏感,这样的测试方法考虑了PCB的分布电感,更接近实际的情况。
    19. 小电路、小原理、小经验 13/707 电源技术 2018-06-26
      5、双环控制系统的切换在设计电路中,带有限流功能的恒压源及带有限压功能的恒流源相信大家都不陌生,很多网友在设计电路的时候,有时候会采用下图所示电路,一个稳压环一个稳流环,逐渐增加负载,稳流环输出低电平进入限流,当负载减小退出限流的时候,稳压环需要一个切换时间,那么就出现了两环路都不工作的一个空白区,在这时间内,电路相当于开环,对电路来说,总归不是好事。 但如果第二个电路,就不存在这样的问题,限流的时候,稳流环拉低稳压环的基准,在这个过程中,两个环路都在工作,即使在限流过程中,突然断开负载,由于稳压环一直在工作,所以在很短时间内电路就会进入稳定。而不会出现上述电路的空白区。
    20. 小电路、小原理、小经验 13/707 电源技术 2018-06-26
      4、误差放大器输出钳位电路: 设计电源中,无论是恒压源还是恒流源,只要是闭环控制,总少不了误差放大器,在进入闭环之前,误差放大器输出电压为最高值,正常来说,误差放大器供电一般在15V左右,则误差放大器的输出在开环的时候为14V左右,随着输入信号的增加,达到稳压(稳流)点后,误差放大器从最高点开始降低直到闭环需要的值,在误差放大器输出降低过程中,时间越常自然输出超调越大电路越不容易进入稳定。 增加一个二极管+稳压管后,可以在一定程度上改善这个问题,如下图所示,如果稳压管是5V的,那么在开环的时候,误差放大器输出被钳位在6V左右,这样当进入闭环的时候,误差放大器输出就不是从14V开始下降而是从6V左右,降低到闭环需要的电压值自然需要的时间就短,电路就越容易进入稳定。 大家可以去看看IC内部的误差放大器输出,无论IC供电电压多少伏,误差放大器输出电压的最大值应该都不会是IC供电电压,而是6V左右吧,不知道是不是也是基于这个原因。
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changhenjian 2018-7-4
我的QQ876756067,想跟您探讨一下mppt
o_0 2018-6-5
学姐能不能加个好友,我想跟您学电源 QQ1020450117或者我加您
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